第三章 移动信道与传播模型校正(书稿)

第三章 移动信道与传播模型校正 移动信道属于无线信道，其既不同于传统的固定式有线信道，也与一般具有可移动性完成无线接入功能的无线信道有所区别，它是移动的动态信道。

移动信道是一个非常复杂的动态信道，取决于用户所在地环境条件的客观存在，其信道参数是时变的。

影响移动信道传输特性的因素有很多，其中最主要的是电波传播环境。

在不同频段下的电波传播，受到传播环境的影响，包括地形地貌、建筑物、街道走向、树木、气候、电磁干扰、移动台运动速度等。

利用这类复杂的移动信道进行通信，首先必须分析和掌握信道的基本特点和实质，才能针对具体情况给出相应的技术解决方案。

然而针对移动信道的特点，目前无法建立一个固定的函数或表达式来准确衡量其特性。

因此，只能在统计意义上，根据移动信道的传播特性和电波传播方式进行建模，采用统计理论对信道进行表征。

传播模型正是国内外的研究人员在理论研究和实践基础上，采用统计理论提出的一种专门用于对无线传播环境进行计算和模拟的工具。

本章将简要介绍移动通信的无线电波传播特性，归纳总结移动信道特征，描述传播模型的基本理论及其在网络规划中的重要作用，并详细介绍传播模型校正的基本理论。

3.1无线电波传播特性
3.1.1自由空间电波传播
自由空间是指一种充满均匀、各向同性的理想介质的无限大的空间。

自由空间传播则是指电磁波在该种环境中的传播，这是一种理想的传播条件。

当电磁波在自由空间中进行传播时，其能量没有介质损耗，也不会发生反射、绕射或散射等现象，只有能量进行球面扩散时所引起的损耗。

在实际情况中，只要地面上空的大气层是各向同性的均匀介质，其相对介电常数r ε和相对磁导率r μ都等于1，发射点与接收点之间没有障碍物的阻挡，并且到达接收天线的地面反射信号的强度可以忽略，在这种情况下，电波可视为在自由空间传播。

根据电磁场与电磁波理论，在自由空间中，若发射点采用全向天线，且发射天线和接收天线增益分别为T G 、R G （单位：dB ），则距离发射点d 处的接收点的单位面积电波功率密度S 为：
2R T T R T T R T T 0041203030d
G G P d G G P d G G P H E S ππ=⋅=⨯= （3-1）
式中，S 为接收点电波功率密度，单位为2W /m ；0E 为接收点的电场强度，单位为
V/m ；0H 为接收点的磁场强度，单位为A/m ；T P 为发射点的发射功率，单位为W ；d 为接
收点到发射点之间的距离，单位为m 。

根据天线理论，可得接收点的电波功率为
222T T
R R R T T R T T R 24π4π4π4πP G G c P SA P G G P G G d d fd λλ⎛⎫⎛⎫==== ⎪ ⎪⎝⎭⎝⎭
（3-2） 式中，R P 为接收点的电波功率，单位为W ；R A 为接收天线的有效面积，单位为2m ；λ为电磁波波长，单位为m ；其他变量的意义同式（3-1）。

由式（3-2）不难看出，接收点的电波功率与电波工作频率f 的平方成反比、与收发天线间距离d 的平方成反比，与发送点的电波功率T P 成正比。

自由空间的传播损耗L 定义为有效发射功率和接收功率的比值，可表示为
T R
10log
P L P = （3-3） 其中，L 的单位为dB 。

当T G 、R G 均为1时，将式（3-2）带入式（3-3）可得
2
T R 4π4π4π10lg 10lg 20lg 20lg P d d fd L P c λλ⎛⎫==== ⎪⎝⎭
（3-4） 或者 32.4520lg 20lg L d f =++ （3-5）
式（3-4）中，d 的单位为m ，f 的单位为Hz ；式（3-5）中，d 的单位为km ，f 的单位为MHz 。

由式（3-4）和式（3-5）可知，自由空间的传播损耗仅与传播距离d 和工作频率f 有关，
并且与2
d 及2f 均成正比；并且当d 或f 增加一倍时，L 增加6dB 。

3.1.2电波传播机理
移动通信信道中电磁波的传播机理是多种多样的，但总体上可以归结为四类：直射、反射、绕射和散射。

（1）直射
直射波是指在视距范围内无遮挡的传播，也即上面所讲述的自由空间电波传播。

它是超短波和微波的主要传播方式。

由于直射波是无遮挡的传播，因此该方式传播的信号强度最强。

（2）反射
电磁波在传播过程中如果遇到比波长大得多的障碍物时，就会发生反射，如图3-1所示。

地球表面和建筑物表面都可以反射电磁波。

图3-1 反射波与直射波
通常，在考虑地面对电波的反射时，按平面波进行处理，即电波在反射点的反射角等于入射角。

不同界面的反射特性可用反射系数Γ表示，它定义为反射波场强与入射波场强的比值，其表达式为
j e ϕ-Γ=Γ （3-6）
式中，Γ为反射波场强与入射波场强的振幅比，ϕ为反射波相对于入射波的相移。

在图
3-1中，由发射天线T 发出的电磁波分别经直射波TR 和反射波TOR 到达接收天线
R ，由于两者之间的传播路径不同，从而会在接收天线R 处产生附加相移。

直射波与反射波之间的路径差为
d a b c d ∆=+-== （3-7）
式中，12d d
d =+。

在实际一般情况下，d >> T R h h +，则式（3-7）根据二项式定理可以展开为（只取展开式的前两项）
2
112T R h h d +⎛⎫≈+ ⎪⎝⎭ （3-8） 将式（3-8）带入式（3-7）并化简可得 2T R h h d d
∆=
（3-9） 因此，由路径差d ∆引起的附加相移 2πd ϕλ∆=
∆ （3-10） 式中，2πλ
为传播相移常数。

由此经直射波和反射波叠加后的接收场强为
()()()0011j j E E e E e φϕϕ-+∆-∆=+Γ=+Γ （3-11）
由式（3-11）可得，接收场强随反射系数以及路径差的变化而变化，有时会同相相加，有时会反向抵消，这就造成了合成波的衰落现象。

Γ越接近1，衰落就越严重。

因此，在移动通信中，在选择基站站址时应力求减弱地面的反射效应。

（3）绕射
移动信道中，电磁波在传播时，如果遇到的障碍物有比较尖锐的断面，那么电磁波还会发生衍射。

由于衍射，电磁波会越过障碍物到达接收天线，即便在收发天线之间没有视线路径存在，接收天线仍然可以接收到电磁信号。

这是因为，电磁波在障碍物的表面产生了二次波，其效果仿佛电磁波绕过了障碍物；障碍物前方的各点可以作为新的波源产生球面波次级波，次级波在障碍物的后方形成了绕射场强，从而向后逐级传播。

在移动信道中（频率较高），衍射的物理性质取决于障碍物的几何形状、衍射点电磁波的振幅、相位以及极化状态。

通常当障碍物大小与波长处于同一数量级时发生衍射，在该种情况下所引起的损耗称为绕射损耗。

设障碍物与发射点和接收点的相对位置如图3-2所示。

图中，x 表示障碍物顶点P 到直射波TR 的距离，称之为菲涅尔余隙。

当障碍物阻挡直射波时，0x <；当障碍物未阻挡直射波时，0x >。

（a ）负余隙 （b ）正余隙
图3-2 障碍物与余隙
由障碍物引起的绕射损耗与菲涅尔余隙的关系如图3-3所示。

图中，纵坐标为绕射所引起的绕射损耗，单位为
dB ；横坐标为1/x x ，其中1x 是第一菲涅尔区在P 点横截面的半径。

根据天线理论知识，1x 可由下式得到：
1x = （3-12）
-2.5-2.0-1.5-1.0-0.50
0.5 1.0 1.5 2.0 2.5
2624
22
20
18
16
14
12
1086
4
2
-2
-4
x /x 1绕射
损耗/dB 图3-3 绕射损耗与余隙关系
由图3-3可见，当1/0.5x x >时，绕射损耗约为0dB ，即障碍物对直射波传播基本上没有影响。

因此，在选择天线高度时，应根据地形尽可能使服务区内各处的菲涅尔余隙10.5x x >；当0x <时，绕射损耗急剧增加；当0x =时，绕射损耗约为6dB 。

（4）散射
在实际的移动通信中，传播介质中包含有大量几何尺寸远小于无线电波波长或者表面粗糙的颗粒，这些颗粒将会反射能量而散布于各个方向，即发生散射。

散射的结果造成接收信号的能量比上述反射模型和绕射模型预测的场强要大。

在实际环境中，移动信道中不光滑的物体表面、树叶、街头的各种标志以及电线杆等都可以发生散射。

3.2移动信道特征
在移动通信系统中，便携终端经常处于移动状态，所处环境也较复杂，其传输信道特性是随时随地变化的，因此移动信道是典型的变参信道。

本节将着重介绍移动信道的几个特征。

3.2.1影响衰落因素
（1）多径传播
在移动信道中，运动的反射体、散射体以及接收天线组成了一个不断变化的传播环境，由于接收者所处地理环境的复杂性，使得接收到的信号不仅有直射波的主径信号，还有从不同建筑物反射及绕射过来的多条不同路径信号，而且它们到达时的信号强度、到达时间及到达时的载波相位都不一样。

所接收到的信号是上述各路径信号的矢量叠加。

这样，各路径之间可能产生自干扰，称这类自干扰为多径干扰。

多径信号还会产生码间干扰，为了减少码间
干扰，就要降低码元速率，加大码元周期。

（2）移动台的移动速度
接收天线和发射天线间的相对运动会产生多普勒（Doppler）频移，各个多径信号的Doppler频移不会相同，这样由于Doppler频移所产生的调频和相位也就不同。

（3）信道中障碍物的移动速度
如果信道中有移动的物体，那么这些物体也同样会造成多径信号的Doppler频移的差异。

如果物体的移动速度大于接收天线的移动速度，那么就要考虑这些移动物体的影响；如果小于接收天线的移动速度，那么移动物体所造成的影响可以忽略不计。

（4）信号的带宽
多径信道可以看成是一个时变系统，其带宽可以用相干带宽表示，相关带宽定义为最大多径时延的倒数。

如果信号的带宽大于多径信道的带宽，即信号的码元间隔小于信道时延扩展，这样，每一个码元信号在接收天线进行解析时不能独立解析出来，前一个码元信息会影响到下一个码元，即产生码间干扰，那么接收信号就会失真。

下面分别详细介绍大尺度衰落和小尺度衰落，如图3-5所示。

图3-5 衰落类型
3.2.2大尺度衰落
大尺度衰落是指在长距离内，接收信号的强度因地点、时间以及移动台速度而作比较平缓、缓慢变化，其衰落周期以秒或小时甚至天数计，因此也称之为慢衰落或长期衰落。

大尺度衰落往往发生在电磁波经过长距离传播或遇到大型物体（比电磁波的波长大几百倍或者更多）后所产生的平均衰落情况。

大尺度衰落近似服从对数正态分布。

这种衰落产生的主要原因是无线电波在空间的传播损耗，以及服从正态对数分布的阴影效应。

在理想自由空间传播环境下，电磁波的衰落仅与传播的距离和频率有关。

一般来说，大尺度衰落与发射天线和接收天线之间的距离和电磁波的工作频率有关，即随着传播距离的增加、频率的增加，平均接收场强逐渐减弱，且在不同的地区有不同的衰减因子。

但在实际的传播模型中，电磁波的能量会受到包括大气层、地球曲率、自然障碍物（如树木、湖泊水面等）或人为障碍物（如建筑物、街道走向等）的影响。

这些障碍物导致电磁波除了在自由空间上遇到的仅与距离和频率有关的损耗外，还要加上这些由大型障碍物导致
的阴影衰落损耗。

大尺度衰落可以由天线分集和功率控制得到补偿。

在网络设计中，为满足一定的覆盖可靠度，需保留一定的余量。

如覆盖目标在室内，则需考虑建筑物穿透损耗，从而确保网络设计所要求的覆盖可靠度。

3.2.3小尺度衰落
电磁波在空间传播中除了要经历大尺度衰落以外，还经历小尺度衰落，其表现为在短距离（几十波长以下量级）或短时间（秒级）内接收信号强度快速的波动（衰落幅度一般在10dB~30dB 之间），因此又称为快衰落。

小尺度衰落一般服从瑞利（Rayleigh ）分布、莱斯（Rice ）分布或纳卡伽米（Nakagami ）分布。

另外，小尺度衰落根据成因，又可细分为空间选择性快衰落、频率选择性快衰落和时间选择性快衰落。

由于无线传播环境中存在反射、绕射和散射等传播机制，这样对于同一个发射信号，在接收端会收到沿多个传播路径、以微小的时间差先后到达接收机的信号。

由于电波通过的各路径距离不同，来自各路径的反射波到达时间、相位也就不相同，多个信号在接收端可能因同相迭加而加强，也可能因反相迭加而减弱，这就造成最终由接收机天线合并出来的信号是一个幅度和相位都急剧变化的信号，这种现象称为多径衰落。

另一导致小尺度衰落的原因是多普勒频移，它是由于移动台与基站之间的相对运动引起频率偏移，从而造成信道失真。

当接收信号中的视距信号所占比例很少时，多径信号的包络的概率密度符合瑞利或莱斯分布密度函数，因此小尺度衰落又被称之为瑞利衰落。

（1）多径衰落
移动通信的一大特征就是多径传播，多径传播是产生小尺度衰落的重要原因。

移动多径传播如图3-6所示，其中d 代表直射波；1d 代表地面反射波；2d 代表散射波。

图3-6 移动信道多径传播
由于移动信道中存在着大量的反射、绕射和散射，导致传播环境呈现出复杂多变的特性，这使得信号在到达接收天线时的幅度、相位、时延都发生了变化，这样，到达接收天线的信号实际上是来自许多路径的直射波、众多反射波和散射波等的合成。

由于电磁波通过的各路径距离不同，来自各路径的反射波到达时间、相位也不相同，因此这多个信号在接收端可能同相迭加而加强，也可能反相迭加而减弱。

由此，接收信号的幅度急剧变化而产生衰落。

这种衰落由多径传播引起，称为多径衰落。

以传播数字信号为例，在多径传播条件下，接收信号会产生时域上的扩展。

假设发送端发送的是一个窄脉冲信号，由于多条不同传播路径的距离不同，发射信号沿各路径到达接收天线的时间也不同，同时传播路径又随移动台位置的变化而变化，因而移动台接收的信号是由许多不同时延的脉冲组成。

由于移动台处于运动中，接收到的各个脉冲可能是离散的，也可能连成一片。

时延扩展定义为最大传输时延和最小传输时延的差，即最后一个可分辨的时延信号与第一个时延信号到达时间的差值，实际上就是脉冲展宽的时间。

时延扩展是衡量多径传播信道质量的一个重要指标。

在数字传输中，由于时延扩展，接收信号中一个码元的波形会扩展到其他码元周期中，引起码间串扰。

为了避免码间串扰，应使码元周期大于多径引起的时延扩展。

与时延扩展有关的另一个重要概念是相关带宽。

相关带宽c B 是一定范围内的频率的统计测量值，建立在平坦信道（即在该信道上，所有谱分量均以几乎相同的增益及线性相位通过）的基础上。

换言之，相关带宽就是在一特定频率范围内，两个频率分量有很强的幅度相关性。

相关带宽定义为最大多径时延的倒数。

对于相关带宽c B ，如果c B 大于信号带宽，即信号的码元间隔大于信道时延扩展，这样，每一个码元信号在接收天线进行解析时能独立解析出来，不会影响下一个码元，此时的信道对每一个码元来说可视为平坦衰落信道。

如果c B 小于信号带宽，即信号的码元间隔小于信道时延扩展，前一个码元信息会影响到下一个码元，即产生码间干扰，这种现象从频域看来，是不同频率的信号在多径信道上所受到的衰减不同，此时的信道可称之为频率选择性信道。

移动信道的多径环境所引起的信号的多径衰落，可以从时间和空间两个方面来描述和测试。

从空间角度来看，沿移动台运动方向，接收信号的幅度随着距离增大而衰减，其中本地反射物所引起的多径效应呈现较快的幅度变化，衰落曲线表现为局部均值起伏的随距离增加而下降的曲线，反映了地形起伏所引起的衰落以及空间扩散损耗。

从时间角度来看，由于各路径距离不同导致信号到达时间不一致，假设基站发送的是单脉冲信号，则接收信号中不仅包含该脉冲，还包含它的各个时延信号。

这种由于多径效应引起的接收信号中脉冲宽度扩展的现象，成为时延扩展。

一般来说，模拟移动系统中主要考虑多径效应所引起的接收信号幅度的变化；而数字移动系统中主要考虑多径效应所引起的脉冲信号的时延扩展。

（2）多普勒频移
因波源或观察者相对于传播介质的运动而使观察者接收到的波的频率发生变化的现象称为多普勒效应。

在移动通信系统中，特别是高速场景下，这种效应尤其明显，多普勒效应所引起的附加频移称为多普勒频移。

图3-7多普勒频移 如图3-7所示，发射机位于S 点，移动台在t ∆时间内自A 点以匀速v 运动到距离d 处的B 点，A 、B 两处与发射机间的距离差用l ∆表示。

一般情况下，S 距离A 、B 两点距离较远，可近似地认为∠SAB 与∠SBC 相等，记为(0)θθπ≤≤。

则有cos cos l d v t θθ∆==∆。

于是由于距离差引起的接收信号的相差φ∆为：
22cos l v t ππφθ∆∆∆=
=λλ
（3-13） 式中，λ为无线电波的波长。

由此，频差也即多普勒频移d f 则可以表示为
1cos 2d v f t φθπλ
∆=⨯=∆ （3-14） 由式（3-14）可得，多普勒频移d f 与移动台移动速度v 、移动方向与收发机连线夹角θ以及电磁波的波长λ有关。

当移动台迎着电波传播方向移动时（02π
θ≤≤），多普勒频移
0d f >；当移动台背离电波传播方向移动时（
2πθπ≤≤），多普勒频移0d f <。

当0θ=，即cos 1θ=时，多普勒频移达到最大值m v f =λ
，m f 与θ的值无关，称为最大多普勒频移。

假设多普勒频移宽度为m f ，则其相关时间1/c m T f =，表征时变信道影响信号衰落的衰落节拍，信道随着这个时间节拍在时域上对信号有不同的选择性，这种衰落称为时间选择性衰落，这种衰落对数字信号的误码性能有明显的影响。

3.3电波传播模型
移动通信信道是一个完全开放式的信道，其传播损耗从宏观范围看，主要取决于传播的
环境和条件。

传播损耗不仅取决于传播距离，而且还与传播中的地形、地貌、传播的载波频率，以及发、收天线高度等密切相关。

因此，要想从理论角度给出一个确切、完整的公式来描述移动通信信道的特性非常困难，一般在工程上多采用一些经验公式与模型，这基本上能满足工程上的估算要求。

根据无线信道的传播特性和电波传播方式建立恰当的传播模型，准确地对传播损耗做出预测，是无线网络规划和优化的重要条件，会直接影响系统的覆盖和其他性能分析结果的准确性和可信程度。

3.3.1室外传播模型
（1）Okumura 模型
Okumura 模型是日本科学家奥村通过对东京城市进行大量无线电波传输损耗的测量，利用得到的一系列经验曲线，得出的模型。

Okumura 模型可以用下式来表示：
()()(),F mu te re AREA L L A f d G h G h G =+--- （3-15）
式中，L 为传播路径损耗中值，单位为dB ；F L 为自由空间传播损耗，单位为dB ；mu A 为与电磁波工作频率f 和收发天线之间距离d 相关的损耗因子；()te G h 为发射天线的增益，单位为dB ；()re G h 为接收天线的增益，单位为dB ；AREA G 为与地形有关的增益因子，单位为dB 。

Okumura 模型是在无线传播模型中应用最为广泛的一种，适用于频率在1500MHz~1920MHz 的宏蜂窝设计之中。

后面所讲述的很多模型都是基于Okumura 模型的，因此，掌握了Okumura 模型对理解传播模型及其重要。

（2）Okumura-Hata 模型
Okumura-Hata 模型是在Okumura 模型的基础上简化推演得出的，适用于频率范围为150MHz~1500MHz 之间，小区半径大于1km 的宏蜂窝系统的路径损耗的预测。

Okumura-Hata 模型路径损耗计算的经验公式为：
()
()69.5526.16lg 13.82lg 44.9 6.55lg lg c te re te cell terrain L f h h h d C C α=+--+-++ （3-16）
式中，c f 为电磁波工作频率，单位为MHz ；te h 为基站天线有效高度，单位为m ；re h 为移动台有效天线高度，单位为m ；d 为基站天线和移动台天线之间的水平距离，单位为km ；()re h α为有效天线修正因子，是覆盖区大小的函数；
()()()()()()221.11lg 0.7 1.56lg 0.88.29lg1.54 1.1(300)3.2lg11.75 4.97300c re c re re c re c f h f h h f MHz h f MHz α⎧---⎪⎪⎧=⎨-≤⎪⎪⎨-≥⎪⎪⎩⎩中小城市大城市、郊区、乡村
cell C 为小区类型校正因子；
()()2202lg 28 5.4
4.78lg 18.33lg 40.98cell c c c C f f f ⎧⎪⎪=--⎡⎤⎨⎣⎦⎪+-⎪⎩城市郊区－乡村
terrain C 为地形因子，单位为dB 。

（3）COST 231-Hata 模型
COST 231-Hata 模型是COST 工作委员会开发的Hata 模型的扩展版本，其应用频率扩展到1500MHz 至2000MHz 之间，而其他适用条件与Okumura-Hata 模型相同，因此，也有专家称COST 231-Hata 模型是Hata 模型在2G 频段上的扩展。

COST 231-Hata 模型路径损耗计算的经验公式为：
()()
()46.333.9lg 13.82lg 44.9 6.55lg lg c te re te cell terrain M
L dB f h h h d C C C α=+--+-+++ （3-17）
式中，M C 为大城市中心校正因子，单位为dB ； 03M C ⎧=⎨⎩中等城市和郊区大城市中心地区
其他参量与Okumura-Hata 模型的参量所代表含义相同。

不难看出，与Okumura-Hata 模型相比，COST 231-Hata 除了频率衰减系数、常数偏移有所改变之外，最大的变化在于COST 231-Hata 模型加入了大城市校正因子M C ，对于大城市中心地区的路径损耗统一增加了3dB 。

（4）COST 231-Walfisch-Ikegami 模型
从名称上可以看出，COST 231-Walfisch-Ikegami 模型（通常简称为COST 231-WI 模型）与COST 231-Hata 模型之间存在一定的关系。

在实际应用中发现，COST 231-Hata 模型在高楼密集的城区的预测值与实测值之间的误差比较大。

为了改善高楼密集城区的链路计算，欧洲研究委员会进行了大量的现场实测和模型分析，同时参考了Walfisch-Bertoni 模型和Ikegami 模型的理论基础，将COST 231-Hata 模型分成自由空间传播损耗、屋顶到街道衍射和散射损耗以及多次屏蔽三个部分。

因此这种模型就被称为COST 231-Walfisch-Ikegami 模型。

由于它考虑了自由空间损耗、从建筑物顶到街面的损耗以及街道方向的影响，因此，它可以适用于发射天线高于、等于或低于周围建筑物的传播预测，并广泛适用于建筑物高度近似一致的郊区和城区环境。

其适用的频率范围为800MHz~2000MHz 。

COST 231-WI 模型参数如图3-8所示：
b b B m B m
图3-8 COST-231 WI 模型（NLOS ）
图中：
b h ：基站天线高出地面的高度，单位为m ， 450b m h m ≤≤；
m h ：移动台天线高度，单位为m ，13m m h m ≤≤；
B h ：建筑物屋顶平均高度，单位为m ；
d ：基站天线和移动台天线之间的距离，0.25km d km ≤≤；
B b b h h h -=∆：基站天线高出建筑物屋顶的高度，单位为m ；
m B m h h h ∆=-：移动台天线低于建筑物屋顶的高度，单位为m ；
b ：相邻行建筑物中心的距离；
w ：移动台所在的街道宽度；
φ：由街区轴线和连结发射机和接收机天线的夹角。

COST 231-WI 模型分为视距传播（LOS ）和非视距传播（NLOS ）两种情况来计算路径损耗。

（1）对于LOS 情况，路径损耗类似于自由空间传播损耗公式：
42.626lg 20lg L d f =++ （3-18）
（2）对于NLOS 情况，即传播路径上有障碍物时，路径损耗公式为：
00fs rts mds rts mds fs rts mds L L L L L L L L L +++≥⎧=⎨+≤⎩ （3-19）
式中，fs L 是自由空间衰落损耗，rts L 是由沿屋顶下沿最近的衍射引起的衰落损耗，mds L 代表沿屋顶的多重衍射（除了最近的衍射）损耗。

下面分别介绍这三部分损耗的计算方法：
a. fs L 的计算公式为：
f d L fs l
g 20lg 204.32++= （3-20）
式中，d 为无线传播路径长度，即收发天线之间的距离，单位为km ；f 为电磁波的工作频率，单位为MHz ；
b. rts L 的计算公式为：
16.910lg 10lg 20lg rts Mobile ori L w f h L =--++∆+ （3-21）
式中，w 为道路宽度，单位为m ；Mobile B m h h h ∆=-为基站天线所在位置处建筑物高度B h 与移动台接收天线m h 的差值，单位为m ；
()()100.3540352.50.0753535554.00.114555590ori L φφφφφφ⎧-+<<⎪=+-≤<⎨⎪--≤≤⎩
c. mds L 的计算公式为： lg lg 9lg mds bsh a d f L L k k d k f b =+++- （3-22）
式中：
()18lg 1000b b B bsh b B h h h L h h ⎧-+∆->=⎨-≤⎩
540540.800.554 1.600.5b B a b b B b b B h h k h h h d km h d h h d km
->⎧⎪=-∆-≤≥⎨⎪-∆-≤<⎩且且 18018150b B d b b B B h h k h h h h ->⎧⎪=∆⎨--≤⎪⎩
40.719254 1.51925f f k f ⎧⎛⎫-+- ⎪⎪⎪⎝⎭=⎨⎛⎫⎪-+- ⎪⎪⎝⎭⎩中等城市和郊区大城市中心
上面公式中的d k 和f k 表示相互独立的多重衍射损耗，它们分别是距离d 和频率f 的函数。

（5）CCIR 模型
CCIR 模型综合考虑了自由空间路径损耗和地形引入的路径损耗对无线电波传播的影响。

计算公式为：。