一种新型五电平拓扑的调制策略研究

图 1 所示为本文将三电平有源中点箝位型变
换器与 H 桥型变换器结合后得出的变换器拓扑。 上下端电容电压分别用 Udc1 和 Udc2 表示，开关器件 K1~K4 承受的最大电压为 Udc1 和 Udc2 的较大值，称 为低压器件。母线电压为 Udc，正常运行时，Udc1、 Udc2 均保持为 0.5Udc。开关器件 K5~K8 所承受的电 压最大可为 Udc，称为高压器件。H 桥的直流母线 电压为 Uout，Uout 的取值有三种，分别为 0,0.5Udc 和 Udc。
(7)
则电容上下段电压会呈现相应的变化，如表 2 所示。由表 2 可以看出，对于不同的电流流向，Δ x 的正负性将会导致 Udc1 和 Udc2 反方向变化。
表 2 Δx 对电容电压平衡的影响
Fig.2 Impaction on capacitor voltage balancing with Δx
n
2
π
n=1
sin(
nxup
(t
)
− nxdown 2
(t
)
)
cos(nωc
t
)
为便于分析和讨论，令
U
out
−1
(t
)
=
U dc 2
+ U dc (xup (t) − xdown (t)) 4π
(4)
∑ U out−2
(t)
=
U dc π
+∞
2 n
cos( nxup (t)
+ nxdown (t) ) 2
modulation is established. The experimental results show that the topology can output five level
voltage and the voltages of the upper and lower capacitors can be well controlled. The topology
sin(
nxup 2
(t)
)
cos(nωc
t
)
(2)
由此可得 Uout 的表达式如式 3 所示
U out (t) = U up (t) − U down (t)
= U dc + U dc (xup (t) − xdown (t))
(3)
2
4π
∑ + U dc
+∞
2 cos( nxup (t) + nxdown (t))
本文将三电平有源箝位型变换器与换器结合形成一种拓扑结构单元为一种新型五电平变换器拓扑该拓扑吸收了有源中点箝位型变换器电容平衡问题易于控制的优点以及元易于进行级联的特点可显著提高输出电压的波形质量
一种新型五电平拓扑的调制策略研究
高志刚，李永东，郑泽东
(清华大学电机工程与应用电子技术系，北京 100084)
xup ' = xup + ∆x
(6)
xup
=
2π U ref U dc
xdown
=
2π
−
2π U ref U dc
(3)根据电容上下段电压关系确定Δx，修正上
下桥臂脉冲宽度。
4.实验结果分析
采用 TI 公司 TMS320F28335 型 DSP 作为控制 芯片，采用 EPM1270 型 CPLD 进行 PWM 扩展。 功率器件采用 IRF640 型 MOSFET，开关频率选择 2kHz，负载电阻为 150Ω，电感为 10mH，对本文 提出的调制算法进行实验验证。
高的多电平变换器拓扑，目前基于级联 H 桥结构 元易于进行级联的特点，可显著提高输出电压的波
的变换器的输出电压已经超过 10kV，容量达到数 形质量。
十 MW。其基本单元为 H 桥型变换器。级联 H 桥 型变换器的各 H 桥单元采用独立电源供电，因此
2.拓扑结构分析
在独立电源个数一定的情况下，如何进一步提高输
序号
Iout
Δx
Udc1
Udc2
1
>0
↓
↑
>0
2
<0
↑
↓
3
>0
↑
↓
<0
4
<0
↓
↑
当考虑电容电压平衡问题以后，系统的调制流
程可以分为三个步骤，其中参考波为 Uref。 (1)根据参考波确定上下桥臂的开关状态。
x up
−
xdown
=
4π U ref U dc
− 2π
(2)根据上下桥臂脉冲宽度之和为 2π，确定 上下桥臂脉冲宽度。
在高压大容量场合，多电平变换器应用十分广 泛。目前实用化的多电平变换器中，箝位型拓扑是
出一种直流母线电压不同的两级级联 H 桥型变换 器结构，可以产生七电平[3]，文献 [4]则将二极管箝
一个重要组成部分。各种箝位型多电平变换器都可 位型变换器与 H 桥型变换器进行级联，同样可以
以由通用拓扑简化得出。例如，将三电平通用拓扑 输出七电平。
novel five level converter by combining three level active clamped converter and H-bridge
converter. The capacitor voltage balancing problem is proposed and the corresponding
5.结论
图 4 Uout 及负载端电压 Fig.4 Uout and voltage of load
图 6 所示为负载电压与电流波形，可见负载电 压为五电平阶梯波，负载电流为近似正弦。电压、 电流周期相同，验证了变换器工作正常。
本文将有源箝位型三电平变换器拓扑与 H 桥 型变换器拓扑进行结合，提出了一种五电平变换器 拓扑，分析了不同开关器件的电压应力情况，给出 了变换器的工况特性，并讨论了变换器的电容电压 平衡规律。通过对输出电压进行数学分析，得出了 一种兼顾波形质量和电容电压平衡问题的调制策 略。实验结果表明，变换器可以输出五种电平，通 过对脉冲波形进行优化调整，可以改善输出波形的 谐波特性，维持上下段电容电压平衡，且适用于级 联场合，具有较好的应用前景。
图 5 所示为变换器运行过程中，上下段电容电 压波形，可以看出两电容电压保持相等，验证了电 容电压平衡策略正确可行，表明变换器在实现调制 的同时，保证了上下段电容电压的均衡控制。
由实验结果可知，本文提出的拓扑结构工作正 常，可输出五种电平。本文提出的调制算法可以提 高变换器输出电压的波形质量，实现上下段电容电 压平衡。在独立直流母线个数受限的场合中，应用 本文提出的拓扑结构，可以提高波形质量，降低后 续滤波器的设计难度。
输出电压 Udown 与下桥臂脉冲宽度的对应关系如图 2 所示。
xdown(t)
脉冲波形
1
? ct
2kπ
2kπ+2π
Udown
Udc
t
kTs
kTs+Ts
图 2 下桥臂脉冲宽度与输出电压关系
Fig.2 Pulse width and lower half bridge voltage
由此可得下桥臂输出电压的表达式为
Abstract: Multilevel converters have been widely used in many occasions because of its
merits such as high voltage, low du/dt and good harmonic performances. This paper presents a
K1
Udc1 K2
Udc K3
Udc2 K4
Байду номын сангаас
Iout
K5 Uout
K6
Uload K7 K8
图 1 系统拓扑图 Fig.1 System topology
变换器的输出电压为 Uload，其取值可以为 -Udc,-0.5Udc,0,0.5Udc 和 Udc，因此输出电压为五电 平。变换器运行过程中，低压器件 K1~K4 工作于 PWM 模式，而高压器件 K5~K8 工作于基波频率， 其作用是根据工况改变或者保持 Uout 的极性。因此 K5~K8 的器件选型范围较宽，例如可以选择 IGCT 等耐压等级高，而开关频率较低的器件。同时， K5~K8 工作于较低的频率，也有利于提高系统工作 的可靠性。
中内部的箝位电容去掉后，即可得到三电平有源箝
本文将三电平有源箝位型变换器与 H 桥型变
位型变换器拓扑。三电平有源箝位型变换器拓扑的 换器结合，形成一种拓扑结构单元，为一种新型五
电容中点平衡问题更容易控制[1][2]。
电平变换器拓扑，该拓扑吸收了有源中点箝位型变
级联型多电平变换器拓扑是另外一种实用性 换器电容平衡问题易于控制的优点，以及 H 桥单
Iout 的方向及 K1~K4 的工况将会影响上下段电 容电压的平衡，其规律如表 1 所示。
表 1 不同工况对上下段电容电压的影响 Tab.1 Impac on capacitor voltage in different working
states
工 Iout K1 K2 K3 K4 Uout Udc1 Udc2
工作，并实现对电容电压的平衡控制。
关键词：多电平 有源中点箝位 H 桥 电容电压平衡
中图分类号：TM464
文献标识码：A
Research on Modulation Method of a Novel Five Level Converter
Gao Zhigang Li Yongdong Zheng Zedong (Department of Electrical Engineering, Tsinghua University, Beijing, 100084)
小或消去 Uout-2(t)。 由式 5 可知，如果上下桥臂的脉冲宽度之和为
2π，则对于所有开关频率奇数倍的谐波系数为 0，
由此可以起到提高输出电压波形质量的效果。
调制算法同时还需要考虑变换器工况对电容
电压平衡问题的影响，如表 1 所示。通过分析脉冲
宽度与电容电压的关系可知，若在上下桥臂的脉冲
宽度叠加相同的偏执量Δx，即
摘要 多电平变换器可以提高变换器的输出电压，降低 du/dt，改善输出波形的谐波
质量，因此得到了广泛的应用。本文将有源中点箝位型变换器与 H 桥型变换器结合，得出
一种可以输出五种电平的新型变换器拓扑。分析了该拓扑的电容电压平衡问题，提出了相
应的调制策略。实验结果表明，该拓扑可以实现五电平输出，本文提出的调制算法可正常
n=1
sin(
nxup
(t
)
− nxdown 2
(t
)
)
cos(nω
c
t
)
(5)
其中，Uout-1(t)表示了 Uout(t)中的直流分量，它 反映了调制波的信息；Uout-2(t)则由开关频率整数倍 的谐波分量组成，且各次谐波分量的系数时变。从
实现伏秒平衡的角度出发，需要使调制波与 Uout-1(t) 相等；从优化谐波特性的角度考虑，则需要尽量减
U
down
(t)
=
U
dc
xdown 4π
(t)
(1)
∑ + U dc
π
+∞ n=1
1 n
sin(
nxdown 2
(t
)
)
cos(nωct)
沿用图 1 中脉冲宽度与电压的对应关系，则上
桥臂输出电压的表达式为
∑ U
up
(t)
=
U dc 2
+ U dc xup (t) 4π
+ U dc π
+∞ n=1
1 n
由表 1 可以看出，当输出电流大于 0 时，工况 1 和工况 4 分别会反趋势影响两电容电压平衡问 题，工况 2 和工况 3 则不会影响电容电压平衡；当 输出电流小于 0 时，工况 5 和工况 8 分别会反趋势 影响两电容电压平衡问题，工况 6 和工况 7 则不会 影响电容电压平。而工况 1、工况 4、工况 5、工 况 8 的输出电压相同，利用各冗余工况可实现对上 下段电容电压的控制。
况
1
0 1 0 1 0.5Udc ↑
↓
2
0110
0
→
→
>0
3
1001
Udc
→
→
4
1 0 1 0 0.5Udc ↓
↑
5
0 1 0 1 0.5Udc ↓
↑
6
0110
0
→
→
<0
7
1001
Udc
→
→
8
1 0 1 0 0.5Udc ↑
↓
3.调制策略研究
在一个开关周期 Ts 内，上桥臂和下桥臂的脉 冲宽度分别为 xup(t)和 xdown(t)，其中有 xup(t)∈[0,2 π]，xdown(t)∈[0,2π]，且规定当脉冲为 1 时，相应 桥臂的上管导通，当脉冲为 0 时，相应桥臂的下管 导通[5]。则以下段电容的负极为参考点，下桥臂的
图 3 上下桥臂输出电压及 Uout Fig.3 Voltage of upper/lower half bridge and Uout
图 4 所示为 Uout 和负载端电压的波形，可以看 出，将 Uout 按规律进行正反向输出，即可得变换器 的输出电压 Uload，且 Uload 为五电平阶梯波，输出 电压的波形质量得以提高。
is practical and the modulation method is correct.
Keywords: Multilevel, active clamped, H-bridge, capacitor voltage balancing
1.引言
出电压的波形质量，成为了一个研究热点。在 1998 年的 IEEE APEC 会议上，M.D. Manjrekar 等人提
图 3 中，波形 1 为上桥臂输出的电压，其波形 为两电平阶梯波；波形 2 为下桥臂输出的电压波 形，其波形为两电平阶梯波；波形 3 为变换器中 Uout 的波形。Uout 为波形 1 和波形 2 之差，共有含 有三种电平，且波形中所含有的脉冲密度显著增 大。
xdown ' = xdown + ∆x