高保真功放实例分析

功放电路实例分析
实例一高保真扩音机准互补对称（OCL）电路
▲ 电路说明
•电路结构：T1、T2为差放输入级，T3为共射放大级和T4～T7组成准互补功率输出级。

•R7、D1、D2提供T4～T7管偏置电压，克服交叉失真
•R1、R6分别构成T1、T2管的基流回路，且R6构成直流负反馈，使整个电路的静态工作点稳定。

R6和C3、R5又形成了交流电压串联负反馈，使电压放大倍数稳定，
输入电阻增大，输出电阻降低，非线性失真减小。

•C6、R9是自举电路，为提高T3推动级集电极输出电压振幅的实现充分利用末级互补对称管的目的。

•C5起到频率补偿、消除自身振荡的作用；R14、C7为了克服扬声器中感性负载的影响，使之接近于纯阻，以保护输出功率管，同时也有助于避免自激。

•R10、R11为了使输出级得到合适的工作点，同时分别减少T6、T7穿透电流，并增加其击穿电压值。

▲ 电路调整
•OCL电路输出端A点静态电位应为零。

若V A≠0，应调R2 , V A>0时，应将R2 调小
•在调整输出端静态电位时，应将扬声器脱开电路，用假负载替代，以免V A≠0时可能将扬声器烧坏
•输入端加正弦信号时，若输出波形产生交叉失真，应先将R7电位器调到最小，然后逐渐增大，使交叉失真刚好消失。

若R7过大，有可能使T6、T7电流过大而
烧坏管子。

在V A=0时调整R7使V A≠0，所以应将R7和R2交替反复调整，直至
V
=0且刚好消除交叉失真。

A
实例二*OCL准互补功率放大电路（演示）
▲ 电路说明
•电路结构：T1、T2为差放输入级，T4为共射放大级和T7～T9、T8～T10组成准互补功率输出级。

•静态电流：R1和D1、D2先确定了基准电压并与T3、T5组成恒流源。

T3提供差放级静态电流，T5是共射放大级的有源负载。

T6、R2、R3组成V BE恒压偏置电路，为准互补
电路设置静态工作点，克服交叉失真。

•R B1和R f分别构成T1、T2管的基流回路，且R f构成直流负反馈，使整个电路的静态工作点稳定。

R f和C1、R B2又形成了交流电压串联负反馈，使电压放大倍数稳定，输入
电阻增大，输出电阻降低，非线性失真减小。

•输出端串接一熔丝BX用来保护功率管、使它们在输出短路时不至于烧毁。

•为了得到较大输出功率，就需要有较大幅值的电压信号和一定数值的电流才能推动功放。

前置放大器可以用分立元件组成，也可用集成运放来实现。

▲ 该电路与实例二主要区别
•T7～T10的偏置电压采用T6、R2、R3恒压偏置电路。

•提高推动级集电极电压振幅不是采用自举电路，而是对推动级的集电极负载用D1、D2、T5管构成有源负载，对直流呈现直流负载很小，而对交流呈现很大的负载。

•输出端串接一熔丝BX用来保护功率管、使它们在输出短路时不至于烧毁。

实例三*集成运放驱动的OCL功放
•该电路若取电源为±15V时，负载上可获10W功率。

•该电路与实例二主要区别：
(a)用集成运放替代了分立元件组成的驱动电路。

(b)用D1～D3为准互补电路设置静态工作点，克服交叉失真。

(c)引入电压串联负反馈（经R3）稳定工作点及放大倍数、减小失真
实例四*BTL功放电路
•OTL与OCL相比，功放电路效率不低，但电源的利用率却不高，负载上得到最大电压分别为V CC/2和V CC(电源电压分别为V CC和±V CC)，问题关键是在输入正弦信号的每半个周期中，电路只有一个晶体管和一半电源在工作。

•BTL电路用两组对称的互补电路组成。

如下图所示：
U i正半周T1、T4导通，R L上获得正半周信号；U i负半周
时T2、T3同时导通，R L上获得负半周信号。

所以忽略晶
体管V CE(sat)时，输出V cm＝V cc，输出的最大功率P omax＝
V CC2/2R L ，还比原OTL电路提高4倍。

要实现两路输出
信号反相可以有多种方案，可利用差分放大的两个输出端
获得，也可利用单管放大电路从集电极和发射极获得两个
极性相反的信号。

•BTL功放：
(a)两个集成功放5G37组成BTL电路。

(b)U i倒相电路利用3DG6晶体管的集电极和发射极相位相反来实现的。

(c)该电路输出功率3W。

要注意电路的散热条件。

(d)在调节时要使静态时扬声器无直流电流。

可通过分别调节R6和R10使两电路输出
均为6V。

若电路增益不够大可改变反馈电阻R8和R12。

实例五BTL电路（桥式推挽功放或称平衡式无输出变压器电路）
1.优缺点
①优点：·电源利用率（理想情况下）是100%，比OTL或OCL电路提高了50%
·BTL输出功率是OCL或OTL的四倍
②缺点：·晶体管数目最多，总损耗增大，致使转换效率降低
·输入输出信号均无接地点，用时不十分方便
2.应用举例（以LM386集成功放为例）
①LM386简介
·内部电路：
说明：
▲是一种通用型小功率集成功放，具有低功耗、失真小、电源电压范围广等特点。

▲T1、T2与T3、T4构成达林顿PNP型输入级T5与T6为集电极镜像电流源负载，输
入阻抗为50kΩ。

采用这种输入方式时，输入直流电为可接近零。

▲ T7为中间级，其负载为一恒流源，因此具有极高的电压增益。

▲ T8、T9与T10组成准互补输出，其中D1、D2提供静态偏置以消除交越失真。

▲电路单电源供电，如在①、⑧间接一个可调电阻电容串联网络，就可改变功放的增益，其可调范围为20～200倍。

▲ LM386供电电压为4～12V，LM368N供电电压为5～18V。

▲ LM386在V cc=6V时可驱动4Ω负载，9V时可驱动8Ω负载，16V时可驱动16Ω负载。

·外部引线图
②LM386应用
·LM386组成OTL电路
W1调增益，R8、C3与相位补偿，防自激；C2为电源退耦电容；C4为输出耦合电容；W2控制输入信号的大小。

C1、C2可取10μF。

若增益只需20倍，且电路无自激，则增益调节网络、相位补偿网络及电源退耦网络都可消去，可变成简单的外围应用电路。

·BTL音频功放
▲ LM386(1)接成同相放大，LM386(2)接成反相放大。

▲因①、⑧脚均开路，所以每片LM386的电压增益为20倍，电路总增益为40倍。

▲因两片OTL功放的静态输出都是电源电压+V CC的一半，所以负载上无静态信号。

当两片OTL的输入端同时加入信号后，由于两端输出相位相反，因此负载上的电压为单个OTL驱动时输出电压信号的两倍，从而使最大输出功率增大到单个OTL驱动的4倍。

实例六宽带高频功率放大器(短波通信发射机的三级宽带高频功放)（演示）
•T1、T2间，T2、T3间采用9：1的传输线变压器进行阻抗变换，T3用4：1的传输线变压器进行阻抗变换。

•在短波通信频段内功放各级可以实现不调谐转换波段。

为了使放大器的特性好，第二级与第三级均增加了负反馈电路。

•这种放大器因为没有谐振回路，应工作在甲类状态。

若采用乙类或甲乙类工作，在它后面必须加入适当的滤波器，以滤除谐波
实例七功率合成电路
•该电路是反相功率合成。

Tr3和Tr4为魔T混合网络。

Tr3为功率分配网络，将输入信号源(D端)提供的功率反相的均等分配给功率管T1和T2，使这两个功率管输出反相等
值电流。

Tr4为功率合成网络，用来将两个功率管的输出功率相加，而后通过平衡——
不平衡变换器Tr5馈送到输出负载上。

•Tr1为4：1阻抗变换器，Tr2为平衡——不平衡变换器，R c为假负载电阻，吸收不平衡功率之用。

实例九 160MHz、13W谐振功率放大器
•该功率放大器功率增益达9dB，向负载提供13W功率。

•基极采用近似零偏压电路（I B0在L b直流电阻上产生很小的反偏压），使放大器工作在丙类，集电极采用并馈电路。

•L C为高频扼流圈，C C为高频旁路电容。

C1、C2、L1构成输入T型匹配网络，调节C1和C2可使本级输入阻抗等于前级放大器要求的50Ω匹配电阻，以传输最大功率。

L2、C3、C4构成输出L型匹配网络，调节C3、C4可使50Ω的负载阻抗变换为功率放大器所要求的匹配电阻R e。

实例十 175MHzVMOS场效晶体管谐振功放电路
该电路功率增益10dB，效率大于60%，可向负载提供10W功率。

•栅极采用并馈，漏极采用串馈。

•栅极采用C1、C2、C3、L1组成的T形匹配网络。

漏极采用L2、L3、C5、C7、C8组成的Π形匹配网络。

•电路优点：
a)动态范围大（电压可达到几百伏，电流达几十安培），其转移特性线性范围大。

b）输入阻抗高（可达108Ω），要求输入信号功率小，栅偏流小。

c)工作频率高（多子导电，不存在少子储存效应）。

d）漏极电流的负温度系数可以防止二次击穿。

谐振功率放大器可以用作倍频器。

如实现n倍频，只要将输出LC回路调谐在nω频率上
（ω为输入信号频率）。

小结
1、功率放大电路是以输出功率为主要任务的放大电路。

对功率放大器的要求是：在允许的失真范围内，满足所要求的输出功率，同时尽量减小晶体管的功耗，以提高放大器的效率，并保证功放管安全可靠的工作。

2、为了提高输出功率，管子处于“极限运用”状态，这就决定了分析方法不同于小信号放大电路。

小信号电路一般采用等效电路法，而功放则必须采用图解法。

3、变压器耦合单管甲类功率放大电路，效率低(理想值为50%),为了提高效率，减小导通时间(使流通角φ＝90°)，采用变压器耦合乙类推挽电路，最高效率可达78.5%。

但乙类推挽电路的特殊问题是
“交叉失真”，克服的办法是给推挽管的两个基极间加一适当的正向偏压，使两管处于微导通状态，这样两管实际工作在甲乙类(即90°<φ<180°)。

变压器耦合乙类推挽功率放大器，由于采用了变压器，体积大，笨重，频带窄，且不易集成化，所以现在大量使用的都是无输出变压器耦合的OTL或OCL电路。

4、变压器耦合甲类单管功放能量计算。

见表1－1
变压器耦合甲类单管功放能量计算
5、双电源供电互补对称电路(OCL)能量计算。

见表1－2
双电源供电互补对称电路（OCL）能量计算
对于单电源供电的互补对称电路（OTL），
只要将上述公式中的V CC换成(1/2)V CC即可。

6、宽带高频功放
◆若把传输线绕在高频磁环上就构成了传输线变压器.常用的传输线变压器有:
(1) 1:1倒相器
(2) 1:1平衡与不平衡变换器
(3) m:1阻抗变换器和1:m阻抗变换器
其中阻抗变换比不能任意选择，m=(1+n)2,其中n=0, 1, 2, .....传输特性阻抗Z C=V/I。

o m:1传输线变压器一般构成原则是:有n个1:1理想传输线变压器与一根短路线始端相串,终端相并构成。

o1:m传输线变压器一般构成原则是:有n个1:1理想传输线变压器与一根短路线始端相并,终端相串构成。

◆宽带高频功率合成：
•若用阻抗特性Z C=R的4:1(或1:4)的传输线变压器构成混合网络成为魔T型网络。

它有四个端口A、B、C(和端"∑")、D(差端"△")端。

对理想魔T型网络应满足各端
对地的负载电阻分别为
R A=R B=R,
R C=R/2,
D端平衡电阻R D=2R
•魔T型网络能完成:
A) 功率合成
1) 同相功率合成，若有等值同相的两个功率分别加在A, B端,则在C(和)端即可得到同
相功率合成, 而D(差)端功率为零。

2) 反相功率合成，若有等值反相的两个功率分别加在A, B端,则在D(差)端即可得到反
相功率合成, 而C(和)端功率为零，说明A与B及C与D之间是彼此隔离的。

B) 功率分配
1) 同相功率分配，若在C(和)端加一功率则在A端和B端得到等值同相的两个功率,D(差)
端为零,实现同相功率分配。

2) 反相功率分配，若在D(差)端加一功率则在A端和B端得到等值反相的两个功率,C(和)
端为零,实现反相功率分配。

7、丙类谐振功率放大器
★放大器的效率决定放大器的工作状态。

谐振功率放大器工作在丙类，流通角φ<90°，其效率
ηC>80%。

集电极电流i c为脉冲波，但由于谐振回路的选频滤波作用，输出电压仍为正弦波。

★谐振功放的工作状态由V BB、V bm、V CC和R e四个变量决定，工作状态分欠压，临界和过压三种。

V CC、V bm、V BB不变，放大器特性随R e变化的特性称为负载特性。

当R e=R eopt，工作在临界状态时，输出功率最大；工作在弱过压状态时，效率最高。

V bm、R e不变，放大器特性随V CC或V BB变化的特性为调制特性。

集电极调幅工作在过压状态，基极调幅工作在欠压状态。

V CC、V BB、R e不变，放大器特性随V bm变化的特性为放大特性。

要放大信号需工作在欠压状态，要达到限幅目的需工作在过压状态。

★谐振功放的馈电线路包括集电极和基极两种馈电线路，而这两种馈电线路又都有串馈和并馈两种形式。

不管何种类型的馈电线路，它们组成的原则是，要使直流分量、基波分量和各次谐波分量都有正确的流通路径。

根据工程要求，正确选择馈电元件。

★输出匹配网络包括L形、π形、T形和互感耦合双调谐回路等形式。

对输出匹配网络的要求是，要有良好的阻抗匹配作用，传输效率要高，滤波效果要好。

不管哪种形式的匹配网络，阻抗变换的基础是串并联网络转换，熟练掌握串并联网络的转换公式，这些网络的阻抗转换便可迎刃而解。