异步电机矢量控制系统设计

摘要
目前广泛研究应用的异步电机调速技术有恒压频比控制方式、矢量控制、直接转矩控制等。

本论文中所讨论的是异步电机矢量控制调速法，相对于恒压频比控制和直接转矩控制，它有优秀的动态性能和低速性能，还有其调速范围宽的优点。

在给出异步电动机的矢量控制原理的同时，一并给出了矢量变换实现的步骤，解释了三相异步电动机数学模型的解耦方法。

在论述了三相异步电功机的磁场定向原理之后，又介绍了转子磁链计算方法并设计了转子磁链观测器。

详细分析了转矩调节器，转速调节器和磁通调节器的工作原理，并根据各个调节器的原理对各个调节器进行了相应的设计。

以DSP为控制核心，设计了异步电机矢量控制系统的硬件电路。

关键词：异步电机矢量控制 DSP处理器
1 概述
1.1 系统设计的主要任务要求
异步电机矢量控制系统设计是基于三相异步电机的交流调速技术的研究[1][2][3]，本设计的主要任务有：（1）研究矢量控制系统的原理[4]。

（2）研究矢量控制系统的实现方法。

（3）分析矢量控制系统特点及软硬件接口。

（4）设计矢量控制系统硬件电路（5）设计矢量控制系统的软件流程。

（6）对矢量控制的数学模型进行仿真分析[5]。

1.2 国内外研究现状
矢量控制理论是由美国和德国的科学家在二十世纪七十年分别提出的理论[5][6]，经过半个世纪的补充和完善，使得矢量控制技术在工农业各种生产应用中逐渐突出[7][8]。

交流电机矢量控制技术就是建立电机可靠的数学模型，把定子电流矢量分解为转矩电流矢量和励磁电流矢量，分别控制其方向和大小，使其合成变频器的可控有效信号[9]。

此技术是建立在直流调速系统深入研究基础上的仿直流调速系统，它实现了交流电机的直流化控制，进而极大地提高了交流调速系统的高效性、稳定性和易操作性。

异步电机矢量控制系统的基本思想是通过对变频器参数的控制信号的分析控制，实现对电磁转矩的有效控制，使得异步电机调速系统获得和直流调速系统相似的控制方法及控制效果。

具体原理如下：首先将电流的坐标变换，将定子上的三相对称电流A i、B i、C i通过坐标变换到同步旋转坐标系d-q 坐标系下两相直流电流（同步旋转坐标系下，始终保持d-q坐标系中d轴与转子磁场方向一致），即通过数学变换将三相交流电机的电子电流分解为两个分量：产生旋转磁动势的励磁分量M i和产生电磁转矩分量r i，然后以控制电流电机的方式分别对磁场和转矩进行单独控制，再经过变换方式把控制的结果转换成随时间变化的瞬间变量，所以系统控制频率特性好、控制精度高、转矩动态响应速度快。

总而言之，矢量控制技术的发展及完善极大地提高了工农业的生产水平，并减少了对环境的破坏，降低了对能源的损耗。

1.3 本设计的完成的主要工作
在设计中主要研究了按转子磁链定向的异步电机矢量控制系统，并对系统的硬件设计[10]、软件设计、仿真分析[11][12]及控制方法做了详细的论述和验证。

在本设计中可以分为理论研究、硬件设计、软件流程设计、系统等几个部分。

采用空间电压矢量脉宽调制（SVPWM）技术[13]，使得系统的控制效果突出于传统的控制方法。

本文所完成主要工作包括：
（1）介绍了交流调速系统的发展和控制方法的完善以及本系统研究的应用背景和意义。

（2）对电机的矢量控制的基本原理做了比较详细的介绍，另外就矢量控制系统的发展和控制思想进行了比较细致的论述。

（3）对系统硬件电路的设计进行详细解释。

设计采用TI公司生产的DSP 芯片TMS320F2818作为控制核心并进行了硬件控制电路设计[14]，另外还设计了相应的以智能控制模块为核心的逆变耦合电路、检测电路、整流滤波电路以及保护电路。

（4）详细论述了本设计的采用的矢量控制系统软件，对应硬件电路以及控制算法，编写了整个系统的软件流程图。

（5）建立了系统在Simulink平台上仿真模型，对系统的参数进行了设置，最后得出了系统的仿真控制模型效果图，验证了系统设计的正确性及可行性。

（6）对整个矢量控制系统的优点和缺点进行了分析和总结，并对以后的研究方向进行了展望。

2 异步电机调速的基本理论
2.1 异步电机的三相数学模型
因为在研究异步电机的数学模型时研究的是理想模型，所以需要对模型条件进行假设[15]：
1）忽略空间内的谐波，设三相绕组为对称绕组，在空间中互相相差3
2π
电角度，所产生磁动势沿气隙按正弦规律分布；
2）忽略磁路的饱和影响，假设各绕组互感以及自感都是恒定的； 3）忽略铁心中的损耗；
4）不考虑频率变化和温度变化对绕组电阻阻值和耗散功率的影响。

无论异步电机转子是绕线型还是笼型的，都可以等效成三相绕线转子，并折算到定子侧，折算后的定子和转子绕组匝数等。

异步电机三相绕组可以是Y 联结，也可以是△联结，以下均以Y 联结进行讨论。

若三相绕组为△联结，可先用△-Y 变换，等效为Y 联结，然后按Y 联结进行分析和设计。

三相异步电机的物理结构模型如图1所示，定子三相绕组轴线A 、B 、C 在空间中是固定的，转子绕组轴线a 、b 、c 以角速度ω随转子旋转。

如以A 轴作为参考坐标轴，转子a 轴和定子A 轴间的电角度θ为空间角位移变量。

规定各绕组电压、电流、磁链的正方向符合电动机惯例和右手螺旋定则。

图2-1 三相异步电机的物理模型
2.1.1 异步电机三相动态数学模型的数学表达式
异步电机动态数学模型由电压方程、磁链方程、运动方程和转矩方程组成，其中磁链方程和转矩方程是代数方程，电压方程和运动方程是微分方程。

1.磁链方程
异步电机每个绕组的磁链是它本身的自感磁链和其他绕组对它的互感磁链之和，因此，六个绕组可用下式表示。

⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎦
⎤⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎣⎡ψψψψψψc b a C B A =⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎦
⎤⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎣⎡L
L
L
L
L
L
L L L L L L L L L L L L L L L L L L L L L L L L L L L L L L
bc cb
ca
cC
cB
cA
bc bb ba bC bB bA ac ab
aa
aC
aB
aA
Cc Cb Ca CC CB CA Bc Bb
Ba
BC
BB
BA
Ac
Ab
Aa
AC
AB
AA
⎥⎥⎥⎥⎥⎥
⎥⎥⎦
⎤⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎣⎡i i i i i i c b a C B A （2-1）
或写成
Li ψ= （2-1a ）
式中i A ，i B ，i C ，i a ，i b ，i c ——定子和转子相电流的瞬时值；
ψ
ψψψψψc
b
a
C
B
A
,,,,,——各相绕组的全磁链。

L 为电感矩阵，其中对角元
素L AA 、L BB 、L CC 、L aa 、L bb 、L cc 是各相绕组的自感，其余各项都是相应两相绕组间的互感。

定子各相的漏磁通所对应电感就是定子漏感L ls ，各相转子的漏磁通相对应转子上的漏感L lr ，由于各相绕组是对称的，所以各相的漏感值均相等。

相对于定子互感L ms 的是定子一相的绕组交链的磁通最大互感值，而相对应于转子互感L mr 的是转子一相绕组的交链中的最大的互感磁通，由于折算后的定子和转子的绕组匝数相等，故L ms =L mr 。

上述各量都已折算到定子侧，为了简单起见，表示这算量的上角标“'”均省略，以下同此。

对于每一相的绕组来说，它所交链的磁通是漏感磁通与互感磁通之和，因此，定子各相的自感为
L L
L L L ls
ms
CC BB AA +
=
== （2-2）
而转子各相的自感为
L L L L L ls ms cc bb aa +=== （2-3） 绕组之间互感分为两类：①定子三相相互之间和转子三相相互之间的位置都相对固定的，所以互感值是常量；②定子任意一相与转子任意一相之间相对位置都是变化着的，所以互感值是角位移θ的函数。

先讨论第一种情况，三相绕组的轴线在空间中彼此的相位相差是3
2π
±
，如果假设气隙磁通是正弦分布的，那么互感的值就应该是
L L
L
ms
ms
ms
2
1
32cos
32cos -==
⎪⎭⎫ ⎝
⎛-ππ，于是就有
L L
L
L
L L
L
L L
L
L L L L ms
ac
cb
ba
ca
bc
ab ms
AC
CB
BA CA BC
AB
21
2
1-
===
==
=
-
==
=
=
=
= （2-4）
关于第二种情况，也就是定、转子绕组间的互感由于绕组的相对位置变化而变化时（见图2-1），可分别表示为
⎪
⎭⎫ ⎝
⎛
-==
=
=
=
=
⎪
⎭⎫ ⎝
⎛
+=======
=====32cos 32cos cos πθπθθ
L L
L
L
L
L
L
L L L L L L L L
L L L L L L ms bC
Cb aB Ba cA Ac ms aC
Ca cB Bc bA Ab ms
Cc
cC
bB
Bb
aA
Aa
（2-5）
在定子和转子的两相绕组的轴线重合时，两者的互感值最大，L ms 就是最大互感。

将式（2-4）、式（2-5）代入式（2-1），即得到完整的磁链方程，用矩阵表示为
⎥⎦
⎤⎢⎣⎡⎥⎦⎤
⎢
⎣⎡=⎥⎥⎦
⎤⎢⎢⎣
⎡i i L L L L r
s
rr
rs
sr
ss r
s ψ
ψ （2-6） 式中
[
][][][]
i i i i i i c b
a
C B A c b
a
C B
A T
r
T
s
T
r
T s
==
==
i
i
ψΨψψψψψψ
⎥⎥⎥
⎥⎥⎥
⎦⎤⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎣⎡
+-
--+--
-
=+L L L L L L L
L L L L L L
ls ms ms
ms
ms
ls ms
ms
ms ms ls ms ss
212
1
2
1212121
（2-7）
⎥⎥⎥
⎥⎥⎥⎦⎤⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎣⎡
+-
--+--
-
+=L L L L L L L
L L L L L L
lr ms L
ms
ms
lr ms
ms
ms ms lr ms rr
212
1
2
1212121
（2-8） ⎥
⎥
⎥⎥⎥
⎥⎦
⎤⎢⎢⎢⎢⎢
⎢⎣
⎡
⎪
⎭⎫ ⎝
⎛
+⎪⎭
⎫ ⎝⎛-
⎪
⎭⎫ ⎝
⎛
-⎪⎭⎫
⎝⎛
+
⎪
⎭⎫ ⎝⎛
+⎪
⎭⎫ ⎝⎛
-==
θπθπθπθθπθπθπθθcos 32cos 32cos 32cos cos 32cos 32cos 32cos cos L L
L
ms T sr
rs
（2-9） L rs
和L sr 互为转置矩阵，而且都和转子的位置有关，它们的元素均为变参
数，这是系统非线性的一个根源。

2.1.2 电压方程
定子的三相绕组的电压平衡方程式为
d
d R i u d d R
i u d
d R i u
t
C
s
C C t
B
s
B B t
A
s
A A
ψψψ
=== （2-10）
相对应，转子的三相绕组折算到定子一侧之后电压方程式为
d
d R
i u d d R i u d
d R
i u t
c
r
c c t
b
r
b b t
a
r
a a
ψψ
ψ
+=+
=+
=
（2-11）
式中u u u u u u c b a C B A 、、、、、为定子和转子相电压的瞬时值； R R r s 、为定子和转子绕组电阻。

将电压方程写成矩阵形式
⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎦
⎤⎢⎢⎢⎢
⎢
⎢⎢
⎢⎢
⎣
⎡
+
⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎥
⎥⎦⎤⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎣⎡⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎦⎤⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎣
⎡=⎥⎥⎥⎥⎥⎥
⎥
⎥⎦⎤
⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎣⎡ψ
ψψψψψ
c b a C B
A
t c b a C B A s s
s
s
s
s
c b a C B A
d i i i i i i R R
R
R
R
R u u u u u u d 0
00000000
00000
00000
00000
0 （2-12） 或写成
d
d t
ψRi u +
= （2-13）
如果把磁链方程式代入到电压方程式，那么得展开之后的电压方程式为
()i
L
L Ri i
L L Ri Li Ri u i i ωθ
d d
d
d
d
d d d d d
t
t
t
t +
+=++=+
= （2-14）
式中dt
di L ——由于电流变化而引起的脉变的电动势；
i L ωdt
d ——由于定子和转子的相对位置变化而产生的与转速ω之间成正比
关系的电动势，即旋转电动势。

2.1.3 转矩方程
根据电机能量转换的原理，电感为线性电感时，磁场储能W m 以及磁共能
W m
'
为
Li ψi i T T m m
W W
2
121'
=== （2-15）
电磁转矩等于机械角位移的变化时，磁共能变化率为θ
m
m W ∂
∂'
（将电流变化不
计，约束为一个常值），而且机械角位移为
n
p
m
θθ
=
，于是
θ
θ∂∂∂∂====
W n
W T m m
m i p
i e
''常数
常数
（2-16）
将式（2-14）代入式（2-15），由于考虑到了电感分块矩阵的关系式，得
i i L L L i i
⎥⎥
⎥⎥⎦
⎤
⎢⎢⎢⎢
⎣⎡
∂∂∂∂=∂∂=
002121θ
θθrs
sr T p T
p e n n T （2-17） 又考虑到[][]i i i i i i c
b
a
C
B
A
T r
T s
T ==
i i
i ，代入式（2-17）得
⎥
⎦
⎤⎢⎣⎡∂∂+∂∂=
i L i i L i r sr
T s s rs T r p e
n T
θθ21 （2-18） 将式（2-9）代入式（2-18）并展开后，得
()()(
)[()(
)]
120
120sin sin sin ︒
︒
-+++++++++-=θθθi i i i i i i i i i i i i i i i i
i L n T b C a B c A a C c B b A c C b B a
A
ms p e
(2-19)
2.1.4运动方程
根据对运动控制系统的理论研究，运动方程式为
T T n L e p dt
Jd -=ω
（2-20） 式中 J ——异步电机的转动惯量； T L
——负载转矩（包括摩擦阻转矩）。

转角方程为
ωθ
=dt
d （2-21） 上述的异步电机动态数学模型是在线性磁路、磁动势在空间按正弦分布的假定条件下得出的，对定、转子电压和电流未作任何假定，因此，该动态模型完全可以用来分析含有电压、电流谐波的三相异步电机调速系统的动态过程。

2.2 坐标变换
2.2.1 坐标变换的基本思路
图2-2给出了两极直流电动机的物理模型，图中F为励磁绕组，A为电枢绕组，C为补偿绕组。

F和C都在定子上，只有A在转子上。

把F的轴向称作直轴或者d轴（direct axis），主磁通Φ的方向就是沿着d轴的；A和C的轴线则称为交轴或者q轴（quadrature axis）。

如果可以把交流电机物理模型（图2-1）等效的变换成类似直流电机的模型，分析和控制的过程就可以大大地简化。

而坐标变换正是按照这种思路进行的。

在这里，不同坐标系之中的电动机模型可以等效看待的原则是：绕组在不同的坐标系之中产生的合成磁动势是相等的。

在交流电机的对称三相静止绕组A、B、C中，在电路中同三相平衡正弦交
流电电流i
、时，它们产生的合成磁动势就是旋转磁动势F，F在空
i C
i
B
A、
间是正弦分布，并以同步转速ω1顺着A-B-C的相序在旋转，如图2-3所示。

图2-3 三相坐标系、两相坐标系的物理模型
图2-3中绘出的两相绕组β
α、，通以平衡两相交流电，电流为iα和iβ，也能产生旋转的磁动势。

如果三相绕组和两相绕组产生的磁动势大小和转速都相等时，就可以认为两相绕组和三相绕组等效，这就是3/2变换。

图2-4中除两相绕组β
α、外，还给出了匝数相等的两个相互正交的绕组
q
d、，分别通直流电流i d和i q，使其产生的合成磁动势F的位置相对于绕组的位置来说是固定不变的。

如果人为地使铁心（包含绕组）以同步转速去旋转，则磁动势F也将随着铁心旋转，F就可以成为旋转磁动势。

如果这个旋转磁动势F 的大小和转速都与固定交流绕组所产生的旋转磁动势相等，那么这套旋转的直流绕组就可以视为和前面两套固定的交流绕组都是等效的。

图2-4 静止两相正交坐标系和旋转正交坐标系的物理模型
2.2.2 三相-两相变换（3/2变换）
图2-5是交流电机的坐标系的等效变换图。

图中A，B，C三个坐标轴分别
α、则表示电机参量后分解的静止的代表电机分解后的参量的三相坐标系，而β
两相坐标系。

而在每一个坐标轴的磁动势的分量都可以通过在这个坐标轴上的电流i和电机在这个坐标轴上的匝数N之间的乘积来表示，其空间矢量均位于相关的坐标轴上。

图2-5 两相正交坐标系和三相坐标系的磁动势矢量
按照磁动势等效原则，三相合成磁动势与两相合成磁动势相等，故两套绕组磁动势在βα、轴上的投影都相应相等，因此
()
i i N i N i N i N i i i N i N i N i N i N C B C B B c B A C B A -=-=--=--=333233332233sin 3sin )
21
21(3cos 3cos ππππα 写成矩阵形式得
⎥⎥⎥⎦⎤
⎢⎢⎢⎣⎡⎥⎥⎥⎦⎤⎢⎢⎢⎣
⎡
-
-
-=⎥⎥⎦⎤⎢⎢⎣⎡i i i i i C B A
23230
2121123βα （公式2-22）
按照变换前后总功率不变，可以证明匝数比为
3
2
2
3=
N
N （2-23） 代入式（2-22），得
⎥⎥⎥⎦⎤
⎢⎢⎢⎣⎡⎥⎥⎥⎦⎤⎢⎢⎢⎣⎡
--
-=⎥⎥⎦⎤⎢⎢⎣
⎡i i i i i C B A
23230
2121132βα （2-24）
令C
2
/3表示从三相坐标系变换到两相坐标系的变换矩阵，则
⎥⎥⎥⎦⎤
⎢⎢⎢⎣
⎡--
-=
23230
21211322
/3C
（2-25） 利用0=++i i i C B A 的约束条件，将（2-24）扩展为
⎥⎥
⎥⎦⎤
⎢⎢⎢⎣⎡⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎦⎤⎢⎢⎢⎢
⎢⎢
⎣
⎡-
-
-
=⎥⎥⎥⎦
⎤
⎢⎢⎢⎣⎡i i i i i C B A 212
12
1
2323021211320βα （2-26） 第三行的元素取2
1，使其相应的变换矩阵为正交矩阵，其优点在于逆矩阵
等于矩阵的转置。

由式（2-26）求得逆变换
⎥⎥⎥⎦⎤
⎢⎢⎢⎣⎡⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎦⎤⎢⎢⎢⎢
⎢⎢
⎣
⎡-
-
-
=⎥⎥⎥⎦
⎤
⎢⎢⎢⎣⎡0212
12
1
232302121132i i i i i B A C B A （2-27） 再出去第三列，即得两相正交坐标系变换到三相正交坐标系（3/2变换）的
变换矩阵
⎥⎥⎥⎥⎥
⎥⎦
⎤
⎢⎢⎢⎢⎢⎢⎣⎡---=2321232101323/2C （2-28） 考虑到0=++i i i C B A ，代入式（1-23）并整理后得
⎥⎦⎤
⎢⎣⎡⎥⎥⎥⎥⎦
⎤⎢⎢
⎢⎢⎣
⎡
=⎥⎥⎦⎤⎢⎢⎣⎡i i i i B A 212
1023βα （2-29） 相应的逆变换
⎥⎥⎦⎤
⎢⎢⎣⎡⎥⎥⎥⎥⎦
⎤⎢⎢
⎢⎢⎣
⎡
=⎥⎦⎤⎢⎣⎡i i i i B A βα
212
1023 （2-30） 从原理上分析，上面的变换公式是有普遍性额，同样能应用在电压或者其他的参量的坐标变换中．将三相坐标的模型变换为两相坐标的模型，这是简化电机模型复杂度的第一步，为满足不同的参考坐标系下的各参量的分量分析，需要找到不同的参考运动坐标系下的变换方程，接下来推演静止坐标系变换到运动坐标系的公式。

2.2.3 静止两相-旋转正交变换（2r/2s 变换）
将静止两相的正交坐标系αβ到旋转正交坐标系dq 之间的变换，称为静止两相-旋转正交变换（简称2s/2r 变换），其中，S 表示静止，r 表示旋转，变换的前提还是产生的磁动势等价。

图2-6给出了αβ和dq 坐标系中的各个磁动势矢量，绕组每项有效匝数均为N 2。

磁动势矢量是位于相关坐标轴上的。

两相交流电流i i 、βα以及两个直流电
流i i q d 、会以角速度
ω1
旋转的产生等效的的合成磁动势F 。

图2-6 旋转正交坐标系以及两相静止正交坐标系中的磁动势矢量
由图2-6可见，i i 、βα和i i q d 、之间存在的关系。

ϕ
ϕϕϕβαβαcos sin sin cos i i i i i i q
d +-=+= （2-31） 写成矩阵的形式，得
⎥⎥⎦
⎤⎢⎢⎣⎡=⎥⎥⎦⎤
⎢⎢⎣⎡⎥⎦⎤⎢⎣⎡-=⎥⎥⎦⎤⎢⎢⎣⎡i i C i i i i r s q d βαβαϕϕ
ϕϕ2/2cos sin sin cos （2-32） 因此两相静止正交坐标系到旋转两相正交坐标系的变换矩阵为
⎥⎦
⎤
⎢
⎣⎡-=ϕϕ
ϕϕ
cos sin sin cos 2/2C r s （2-33） 那么两相旋转的正交坐标系到两相静止正交坐标系的变换矩阵为
⎥⎦
⎤
⎢
⎣⎡-=ϕϕϕϕ
cos sin sin cos 2/2C
s
r （2-34） 即
⎥⎥⎦
⎤
⎢⎢⎣⎡⎥⎦⎤⎢⎣⎡-=⎥⎥⎦⎤⎢⎢⎣⎡i i i i q d ϕϕϕϕβαcos sin sin cos （2-35） 电压及磁链的旋转变换矩阵和电流旋转变换矩阵相同。

2.3 异步电机按转子磁链定向的矢量控制系统
按转子磁链定向的矢量控制的基本思想是：通过坐标变换，在按转子磁链定向的同步旋转的正交坐标系中，得出等效的直流电机的模型。

模仿直流电机的控制方法去控制电磁转矩和磁链，然后把转子磁链的定向坐标系里得到的控制量通过反变换得到三相坐标系里的对应量，用以实现控制。

因为变换的矢量，所以这种变换称为矢量变换，其相应控制系统称为矢量控制系统。

在三相坐标系上，定子交流电i i i C B A 、、，通过3/2变换可以等效为静止两相正交坐标系上的交流电流i s α和i s β，再进行与转子磁链同步的旋转变换，就可以等效为旋转同步正交坐标系中的直流电流i sm 和i st 。

这样用i sm 和i st 作为输入的电动机模型就是直流电机等效模型。

如图2-
7
图2-7 异步电机矢量变换及等效的直流电机模型
如果采用转子磁链定向则仅实现了电子电流两个分量的解耦，而电流微分方程里依然存在交叉耦合和非线性。

若采用电流闭环控制，那么可以有效地抑制，实际电流能快速跟随给定值。

如图2-8。

图2-8 矢量控制系统结构原理图
采用电流闭环控制之后，转子磁链为稳定的惯性环节，此时转子磁链可以采用闭环控制也可以使用开环控制；而转速环节存在积分环节，是不稳定结构，需要加转速外环控制，使其稳定。

本文采用的方法为：将检测到的三相电流（实际只需两相电流）实施3/2变换，再施以旋转变换得到mt坐标系下的电流i sm和i st；使用PI调节软件构成电流闭环控制，电流调节器输出为给定定子电压u sm*和u st*，经反旋转变换，得两相静止坐标系的给定定子电压值u s*α和u s*β。

再经过SVPWM控制的逆变器输出三相电压，如图2-9。

图2-9 三相电流闭环控制的矢量控制系统结构图
2.3.1 转子磁链计算
按转子磁链定向的矢量控制系统控制的关键是ψr的准确定向，即需要获得转子磁链矢量的空间位置。

此外，在构成转子磁链的反馈及转矩控制的时候，转
子磁链的幅值也是不可缺少的信息。

对转子磁链进行直接检测比较困难，现实中大多采用按模型计算的方法解决。

在计算模型中，由于主要测量的信号的不同，分为电流模型和电压模型两种。

电流模型的计算有实际测量的三相定子电流进行3/2变换得到两相静止正交坐标系上的电流i s α和i s β，然后利用αβ坐标系内的数学模型计算转子磁链在两坐标轴上的分量。

()
()ψ
ψ
ψψα
β
β
β
α
α
ωωr r s m r r r r s m r r T i
L T T i
L T s s -+=
-+=1
111
（2-36）
利用直角坐标到极坐标的变换，得出转子磁链矢量幅值和空间位置，由于矢量变换中采用的ϕ的正弦和余弦函数，所以有
ψ
ψψψψ
ψ
ψ
αββ
α
ϕϕr
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cos sin 22 （2-37）
电压模型的计算是根据电压方程内感应电动势等于磁链变化率的关系，取电动势的积分即得磁链。

这种模型称为电压模型。

其表达式为
()[]()[]⎪⎪
⎭
⎪⎪⎬
⎫--=--=
⎰⎰i L i R u L L i L i R u L L s
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dt dt ββββαααασσψψ （2-38） 在本系统中，采用的是混合型的转子磁链模型。

由电压模型和电流模型组合而成。

其工作方式为：低速运行，系统采用电低流模型来计算转子磁链；高速运行，系统采用电压模型计算转子的磁链。

而界定高低速运行的临界线为电机额定
转速的10%。

低于额定转速的10%认定为低速运行，高于10%认定为高速运行。

3 基于DSP芯片TMS320F2812的矢量控制系统设计
在系统的设计中，为减少强电系统引起的强磁和噪音对系统的影响，系统的硬件功能划分为弱电和强电两部分。

中间通过光电耦合及不同的接口单元对不同的控制策略和功率容量进行了分划和组合。

系统的硬件部分模块化。

图3-1 系统原理总图
系统的强电主电路采用的是交-直交的电压型变频电路。

系统主电路的工作流程为：首先将从电玩引出的三相电流经过不可控整流电路整流得到直流电，然后经滤波电容组滤波，得到平滑的直流电。

输入IPM智能功率模块所组成的逆变单元，得到系统所要求的输送给异步电机的三相交流电。

弱电部分：以TMS320LF2812DSP芯片为主体的核心控制电流，光电耦合隔离电路，光电旋转编码器测速电路，滤波采样电路，外设、保护模块电路。

系统还有开关电源电路等辅助电路，另外，键盘控制及上位机通信电路与上述强电和弱电部分仪器构成异步电机矢量控制系统。

如图3-1所示，本设计所采用的系统是一个有电压、电流和速度反馈环构成的闭环控制系统，DSP控制器将各个采样电路采样到的各项电压、电流数据进行A/D转换，并运用矢量控制算法等一系列操作，最终DSP产生的PWM信号送
给光电耦合隔离驱动电路后，进而控制智能逆变电路的功率器件的断开与开通，使整流得到的直流电转换为三相交流电源带动交流电机的运转。

此外，开关电源电路负责对光电耦合隔离模块、DSP芯片等低压电源的电力供应。

DSP系统的关断复位等操作由键盘部分负责。

上位机和DSP控制器的通讯使系统及时作出规定动作。

3.1 DSP芯片TMS320F2812
现代实用的DSP芯片采用指令存贮和程序存贮分开的哈佛结构或者改进的哈佛结构，以达到地址总线和数据总线的分离[15][16]。

哈佛结构的优点是允许CPU 同时访问程序指令和数据，使指令存取和数据存取可以同时进行，而这极大地提高了CPU的工作效率。

而本文使用的芯片是有美国TI公司设计制造的的32位定点型基于C2000平台的DSP芯片TMS320F2812。

TMS320F2812是TI公司在2010年推出的新一代的数字电机控制（DMC）用32位定点型的DSP芯片，其采用增强型的哈佛结构，22位的程序地址和32位的数据地址[17]。

具有数字控制和高速信号处理所需要的体系结构特点，而且，其具有专门为控制电机而提供的单片解决方案必须的外围设备。

该芯片的特点有：
（1）支持JTAG接口，集成了多种有利于工程人员使用的外设。

（2）为有效防止人为因素的干扰，内置了密码保护机制。

（3）使用高性能的静态CMOS，I/O供电电压和Flash的编程电压均是3.3V，内核供电电压将为1.8V或者1.9V，减小了控制器的功耗。

150MI/S执行速度使得指令周期减小的6.67ns，从而极大地提高了控制器的实时控制性能。

（4）芯片有56个可独立编程的输入输出引脚（GPIO），完全满足系统对电机调速控制的要求。

（5）拥有丰富的接口，及较大的自身存储空间，可以满足大数据量的运算和存储。

（6）对市场上的TMS320LF2407指令系统完全兼容。

（7）有两个事件管理器（EV A 和EVB ），使功率变换器和电机提供了很大的便利。

（8）芯片带有PWM 控制模块。

（9）内嵌基于自动锁相环技术的程序监视器和时钟发生器。

（10）内置了多个定时器，为软件编译提供了很大的便利。

（11）多样化的封装模式和配置标准，满足不同用户的需求。

（12）高性能32位CPU 使用哈佛总线结构，具有统一的存储模式，可快速中断和中断处理；并能适应C,C++和汇编语言，它的C 语言编译器支持C++的编译规范，可以直接将高级语言转换为汇编语言代码。

能与TI 公司以前的芯片源代码良好兼容。

（13）芯片使用的温度范围更广，S/Q ：C C 125~40-;A:C C 85~40-
3.2 主电路设计
主电路使用交-直-交的电压型电路结构，包括由IPM 智能功率模块构成的逆变电路、由大电容组成的滤波电路和整流二极管组成的整流电路。

3.2.1 智能功率模块设计
该模块将直流电变为交流电，这个过程成为逆变。

逆变电路工作时不断将发生电流从一个之路转移到另一个支路，这个过程成为换流。

根据其不同的性质和工作原理,换流分为四种方式：器件换流、负载换流、电网换流和强迫换流。

本系统采用的是全控整流器件进行换流，即器件换流[18]。

利用一定规律的PWM 波形控制IGBT 器件导通或关断，从而将直流功率转变为系统所需求的交流功率，所以，逆变电路也称为功率电路。

在本设计中，未采用传统的全控型开关器件进行主电路的逆变电路设计。

为了实现智能功率模块，采用了三菱公司的现代化智能功率模块（IPM ）作为控制核心的逆变电路。

本设计采用的IPM 模块型号为PM30CSJ060，这是采用了第五代IGBT 技术
和先进亚微米电源芯片的设计技术，极大地提升了其动、静态性能。

技术参数：功率2.2KW，额定电流30A，额定电压600V，开关频率20KHZ，供电电源电压±15V。

根据系统的原理框图，强电和弱电信号的接口处需要驱动电路和光电耦合电路。

根据设计的实际情况，采用HPCL4504高速光电耦合芯片隔离，用以实现精确的光电信号转换。

图3-2 光电耦合隔离电路
如上图所示，一路PWM的控制信号连接到光电耦合隔离模块中的发光二极管上，用阻值110Ω
K的电阻在中间限流，其产生的光信号将使模块的另半边进入工作。

输出信号通过RC滤波和去耦合电路发出IGBT触发信号使智能功率模块工作。

上图为单路信号光电耦合隔离电路，系统共需要六路这样的隔离电路。

3.2.2 整流滤波电路的设计
整流电路的作用是将工频交流电通过整流器件转变为直流电。

由于系统采用电路二极管这种不可控整流器件，得到的直流电有很强的脉动，所以需要在整流电路后面加上滤波电路。

如图3-3所示。

系统交流电机参数：
(1)额定电压380V
(2)额定电流2.8A
(3)磁极对数2。