1496工作原理

摘要：分析了模拟相乘器MC1496的乘法特性，介绍了该乘法器在高频电
子实验系统中的应用电路设计方法。

详细地介绍了MC1496的实用电路，并对每一方面应用都给出了实际测量数据或波形。

并重点给出了合理设置测
试端口，在不同输入条件下方便地观察模拟相乘器MC1496的信号输出情况，从而使实验人员能通过该实验项目观察到实际波形，以便掌握该模拟相乘
器的具体应用，包括双边带、普通调幅、混频、倍频等。

关键词：模拟相乘器；调幅；倍频；混频；实验系统
刘静波南京工程学院通信工程系
引言
MC1496是根据双差分对模拟相乘器原理制成的四象限相乘器芯片，利用该
芯片可以实现对输入信号的运算，如乘法运算、除法运算、平方运算及压
控增益控制等[3]。

本文介绍的是MC1496在高频电子线路实验系统中的应用，包括低电平调幅(双边带调幅(DSB)、普通调幅)、混频、倍频等，并对这些应用结合实际电路进行了必要的分析，同时提供了实际测量数据或波形，以及在不同输入信号条件下的输出信号区别。

本实验系统设置了两个
输出端：高通输出uoh端和通过选频网络的带通输出uob端，目的在于能
较好地观察不同输入条件下的信号所对应的模拟相乘器MC1496的输出情况，这样，实验人员通过同时观察高通输出uoh端和带通输出uob端来区别其
输出信号的异同，从而理解不同输入信号下的模拟相乘器的工作状态。

MC1496的工作原理：
MC1496的内部电路与符号如图1[1][3]所示。

其中图1(a)中的V7、V8、V9、R1、R2、R3和R5组成多路电流源电路，R5、V7、R1是电流源的基准电路，V8、V9分别供给V5、V6管恒值电流I0/2。

R5是外接电阻，用以调节I0/2的大小。

由V5、V6两管的发射极引出端2、3可以外接电阻RY，故可利用RY的负反馈作用，来扩大输入电压u2的动态范围。

RC是外接负载电阻。

按照图1(a)中标注的电流和差分电路的基本工作原理可以得到[1]：
i■-i■=i■th■(1)
i■-i■=i■th■(2)
当RY远大于V5、V6两端的发射极电阻re时，则可得到下式：
i■-i■≈i■-i■
=■+■-■-■=■
(3)
因此，模拟相乘器MC1496输出差值电流可表示为：
i=i■-i■=(i■+i■)-(I■+i■)
=(i■-i■)-(i■-i■)=(i■-i■)th■
(4)
联系上述(3)、(4)式，可以进一步写出下式：
i=■th■(5)
式中，UT是温度当量，常温T=300 K时，UT≈26 mV。

可见，输出电流i中包含有两个输入信号的乘积，因此可以实现一些运算功能；同时在高频电子技术中，基于双差分对模拟相乘器原理制成的MC1496可广泛应用于调制、混频、倍频以及解调电路中(如同步检波)。

实际上，这些方面的应用都以(5)式作为基础，同时配合合适的偏置电路(主要是对V1～V4、V5、V6三极
管基极外加合适的偏置电压)才能正常工作。

应用电路与静态分析：
图2是MC1496的基本应用电路，两个输入信号分别用uc(载波信号或本振信号)、uΩ(低频信号)表示。

接在正电源电路中的电阻R6、R7用来分压，以提供相乘器内部V1～V4管的基极偏压；负电源则通过RP1、R1～R4组成的分压电路来向相乘器内部的V5、V6管的基极提供偏压；RP1是载波调节电位器，调节RP1可使电路对称以减小载波信号的输出，以使载漏最小；RP1的另一个作用是提供实现普通调幅所需的直流电压VΩ。

R5是相乘器恒流源外接偏置电阻，可用来控制恒流源电路的电流值I0/2的大小，根据图2中的负电源(-12 V)和R5的阻值可以得到：I0/2≈1 mA；图中的RC是输出端的负载电阻；接在2~3端的电阻RY可用来扩展uΩ的线性动态范围，u Ω的动态范围满足[1]：
-(■I■R■+U■)≤u■≤(■I■R■+U■)
这样就可以得到模拟相乘器各管脚的理论直流电位和对图2电路的实际测量数据(括号内表示实际测量值)：
U1≈U4≈0 V(实测值为-0.18 V)
U2=U3≈-0.7 V(实测值为-0.89 V)
U8≈U10=6 V(实测值为6 V)
U6=U12=UCC-RCI0/2=7.7 V(实测值为8 V)
U5=-R5I0/2=-11 V(实测值为-10.9 V)
实际上，为保证MC1496正常工作，各引脚的直流电位应当满足下列要求[2]：U8=U10
U6=U12
U6/12-U8/10≥2 V
U8/10-U4/1≥2.7 V
U4/1-U5≥2.7 V
对于U1和U4的电位大小可以通过RP1来调节。

如要求电路工作时，载漏最小，则需调节RP1以使U1、U4对称相等；而如果要实现普通调幅，则可调节RP1以提供一个支流电压VΩ，此时V1≠V4。

低电平调幅电路
◇双边带调幅（DSB）
载波信号uc通过C1、R8加到相乘器的第8和第10端，低频信号uΩ则通过C2、R3、R4加到相乘器的输入端1和4脚，输出信号由C3、C4单端输出或双端输出，其中12脚单独输出称为“高通输出uoh”；uoh与图中A 点相连后，乘法器的6和12脚的输出信号会经过一个选频网络输出(称为“带通输出uob”)。

在不同的载波输入幅度下，相乘器MC1496的双差分管将工作于不同的状态下。

载波信号uc分为小信号输入(ucm<26 mV)和大信号输入(ucm>260 mV)两种，小信号输入时，MC1496具有理性的相乘功能，高通输出端的输出信号的频谱为ωc±Ω，从示波器上看到的当前信号载波成分是正弦信号；大信号输入时，高通输出端的频谱不但是ωc±Ω，同时还包括其它频率成分3ωc±Ω、5ωc±Ω，也就是Pωc±Ω(P为奇数)的组合频率分量，从示波器上看到的输出信号中的载波呈现出趋于方波的特点，这是各个频率成分叠加的结果，此时将该信号通过带通输出(带通部分的选频网络调谐于ωc 上，并满足其带通频带覆盖ωc±Ω)，这样，从带通输出uob上输出的信号依然是比较理想的DSB信号(频谱为ωc±Ω)。

这正是设置两个不同输出测试点的目的。

为了清晰地反应出载波信号的这种区别，应将输入载波信号的频率设定为500 kHz，以便于示波器在有限的观察窗口展开波形并实拍成图片以供参考。

因此，当前带通部分的选频网络需调谐于500 kHz。

设计时可以选用常见的中波振荡线圈，并配以合适的并联电容C8来实现选频。

如果载波频率改变，选频网络也应随之变化。

(1)载波大信号输入
载波大信号输入(ucm >260 mV)时，MC1496的双差分管在uc的作用下工作于开关状态，根据前面的(5)式，这时，电路的高通输出电压可表示为：u■=■u■(t)S■(ω■t)
其中S2(ωct)是受uc控制的双向开关函数[2]，具体表达式为：
S■(ω■t)=■cos(ω■t)-■cos(3ω■t)+…，
因此，可得到载波大信号输入时的高通输出为：
u■=■u■cosΩt[■cos(ω■t)-■cos(3ω■t)+…]
整理后得到：
u■=■u■[cos（ω■±Ω）t-■cos(3ω■±Ω)t+…](6)
从(6)式不难看出，当MC1496工作在开关状态以实现双边带调幅时，输出频谱是Pωc±Ω(P为奇数)的组合频率分量，同时输出幅度不受ucm的影响。

将图2中的高通输出端uoh连接到A点，此时，带通输出uob可以表示为：
u■=■u■[cos（ω■±Ω）t]
其中K是选频网络的增益。

调节RP1可使载漏最小，在加入ucm等于300 mV、频率为500 kHz的载波信号和uΩm等于0.5 V、频率为5 kHz的低频信号时，图3(a)是大信号输入时高通输出端uoh输出的双边带调幅波形示意图，图3(b)是对当前高通输出uoh波形展开后观察的载波波形(趋于方波)，可见，这是各个频率成分叠加的结果；把图3(a)的双边带调幅波形经带通输出后，当uob 的波形不展开时，它在整体上与图3(a)类似，但是，对带通输出uob展开后，其载波波形则如图4所示(正弦波)。

由图可见，图3(b)和图4两者之间存在明显的区别。

这是由于带通输出部分是调谐于当前的载波频率上，而在各
个频率成分叠加时的载波信号中滤除了其中的高次谐波，最终只保留了基波成分后的波形。

(2)载波小信号输入
载波小信号输入(ucm <26 mV)时，(5)式中的th■≈■[2]，可以按照下面的表达式来分析：
u■=■u■u■(7)
因此，可得到高通输出uoh的输出为：
u■=■u■u■[cos（ω■±Ω）t]
这就是小信号输入时理想的相乘功能。

图5(a)是加入ucm=20 mV、频率500 kHz的载波信号和uΩm=0.5 V、频率5 kHz的低频信号后得到的高通输出uoh的输出波形示意图，图5(b)是对当前高通输出uoh波形展开后观察的载波波形示意图(正弦信号)。

小信号载波输入时，高通输出端的双边带调幅波的频谱就是基波成分ωc±Ω，因此展开的载波波形依然是正弦波，这一点与图3(b)同样有明显区别。

◇普通调幅
图2中，调节RP1可给1、4管脚提供合适的偏置，即MC1496的1、4两端加入的信号可表示为(VΩ+uΩ），这样就可以实现普通调幅(AM)功能。

当载波信号uc小信号输入时，按照(7)式可以写出：
u■=■u■cosω■t(V■+u■cosΩt)
进一步可得到下式：
u■=■u■V■(1+M■cosΩt)cosω■t(8)
其中，M■=■是调制度。

当在MC1496的1、4管脚加上合适偏置电压后，高通输出uoh的特点是它的幅度变化(包络变化)规律与低频信号相一致，从而可实现普通调幅功能。

如果把(8)式按三角函数关系展开，可将AM信号的频率分为三个组成部分：ωc、ωc+Ω、ωc-Ω。

如保持uΩm不变，那么，调节RP1即可改变VΩ的大小从而改变AM的调制度。

图6是加入ucm 等于20 mV、频率为500 kHz的载波输入信号和uΩm等于0.2 V、频率为1
kHz的低频信号后所得到的AM信号波形示意图。

此时在1、4管脚的直流电位分别是-0.11 V和-0.51 V（V1-4直流电压0.4 V），AM信号的调制度约为50%。

倍频
图2中虚线所连接的电容Cs用作对输入信号的倍频连接。

此时信号从uΩ端加入后，通过Cs同时加在MC1496的1、4和8、10输入端，载波输入端uc不加信号，输出信号从高通输出uoh端输出。

设输入信号us=usmsinωst，那么，按照(7)式很容易得到：
u■=■(u■sinω■t)■
=■u■■(1-cosω■t)■(9)
如通过高通输出uoh端输出时，直流分量被C4去掉，那么，最后输出的将是倍频后的正弦信号。

图7是加入usm等于20 mV、频率为500 kHz的正弦
信号后得到的输出倍频信号波形示意图。

混频
混频主要是利用相乘器输出频率包含ωc±Ω的特点来实现。

图2中本振信号加到MC1496的8、10端，信号输入由1、4端加入，输出时连接uoh与图2中的A点，则带通输出uob端的输出为混频后的信号。

需要指出的是，本文介绍的带通输出调谐于500 kHz，如果需得到其它混频后的频率，则需改变图2中的带通输出调谐频率。

当加入ucm等于300 mV、频率为2 MHz 的本振信号和uΩm等于0.5 V、频率为1.5 MHz的信号后，将得到从uob 端输出的500 kHz的混频信号。

换言之，带通输出调谐于500 kHz，当fc-f Ω为500 kHz时，带通输出uob端输出波形幅度最大。

结束语
根据双差分对模拟相乘器原理制成的模拟相乘器MC1496可在高频电子技术中广泛应用于双边带调幅、普通调幅以及混频、倍频等方面。

从上面的分析中可以得到以下结论：
(1)实验系统中设置高通输出uoh端和通过选频网络的带通输出uob端是有
必要的，通过这样两个不同的输出端口而观察的信号是不相同的，特别是
大信号输入时，高通输出端波形中的载波成分是各个频率成分叠加而成的，频谱为Pωc±Ω，载波波形趋于方波；而带通输出因为是经过选频网络的
波形，因此，载波波形是正弦波。

这样的波形有利于实验人员掌握和理解
该部分内容。

作为一个实用和合理的实验系统装置，应该这样设计才能真
正全面透彻地达到实验目的。

(2)小信号输入时，具有理想的相乘特性，高通输出端的波形频谱为ωc±Ω；大信号输入时，高通输出端的波形中的载波成分由各个频率成分叠加
而成，频谱为Pωc±Ω（P为奇数）。

(3)双边带调幅(DSB)时，必须保证电路载漏输出最小(这可以通过调节图2
中的RP1来实现)，否则会输出失真的双边带调幅波形；而输出普通调幅(AM)时，则可通过调节RP1给1、4管脚提供合适的偏置，该偏置电压的大小可用于控制AM信号的调制度。

(4)实现倍频时，输入信号可同时加入MC1496的输入端，利用其相乘原理
在高通输出端输出；实现混频时，必须在输出端配以选频网络，并使选频
网络的谐振频率设置在需混频输出的频率上，因此，在图2中采用带通输出。

(5)小信号输入指信号幅度小于26 mV，大信号输入时指信号幅度大于260 mV，它主要来区分u1(ux)的不同输入条件，即图2中的载波输入端。

由于图1
中接入的RY对u2(uy)的动态范围进行了扩展，因此，u2(uy)的输入幅度可满足：-(■I■R■+U■)≤u■≤(■I■R■+U■)。

参考文献
[1] 谢嘉奎，宣月清，冯军．电子线路（非线性部分）第四版[M] ．北京：高等教育出版社，2003．
[2] 胡宴如，耿苏燕．高频电子线路[M] ．北京：高等教育出版社，2004．
[3] 康华光．电子技术基础（模拟部分）[M] ．北京：高等教育出版社，2001．。