两级运放实验报告

基本两级运放设计
一、实验要求
电源电压2.7V，CMR在0.2—1.5v之间，增益大于80db，转换速率大于10v/us，单位增益带宽大于10M，输出电压范围0.3v—2.4v之间。

二、实验目的
1.掌握PSPICE的仿真
2.熟悉两级放大器的原理
三、实验原理
下图是基本两级运放的结构图：
图1 基本两级运放结构图
两级运放将增益与摆幅分开考虑，第一级采用在基本差分放大器来提供高的增益，第二级采用简单的共源级结构以提供大的摆幅。

电路原理图如图2所示：
图2 基本两级运放电路原理图
● 输入共模电压范围：
由M1管饱和条件SD on V V ≥，得到：
2112(||)||CC incm TP on on incm CC TP on on V V V V V V V V V V -++⇒---≥≤
由M2管饱和条件SD on V V ≥，得到：
66||||GS incm TP incm GS TP V V V V V V +⇒-≤≥
取150.2V on on V V =，，||0.67V TP V =,0.45V TN V =
输入共模电压范围为：
0V 1.63V incm V ≤≤
● 输出摆幅：
由M6管和M7管的饱和条件DS on V V ≥，得到
76on out CC on V V V V -≤≤
取670.2V on on V V ==，得到输出摆幅为：
0.2V 2.5V out V ≤≤
四、实验步骤
1、 增益带宽
仿真电路图如图3所示：
图3 增益带宽仿真电路图
通过给定的偏置电流值设置好各个MOS 管和晶体管的参数，然后对整个电路进行交流仿真（AC Sweep ），得到仿真曲线图如图4所示：
图4 交流仿真波特图
从上图中，可以看出，该电路的增益81.3d A dB =，带宽为1.04K ，单位增益带宽11.6GB MHz =，相位余度为62°。

2、 输出电压摆幅
在运放同向输入端叠加一个交流信号源，然后对信号源进行直流扫描（DC Sweep ），得到如图5所示的仿真曲线图。

图5 输出电压摆幅仿真电路图
从图中可以看出，该电路的输出电压摆幅为0.169~2.507V 。

3、 转换速率（SR ）
将运放接成跟随的形式，在同相端接一个矩形脉冲信号，然后进行时序仿真（Time Domain ），得到如图6所示仿真曲线图
图6 SR 仿真曲线图
从图中可以计算出：
1.46 1.041
2.7V/0.1360.103SR us +-==-， 1.340.6415.9V/1.128 1.084
SR us --==- 4、 共模抑制比（CMRR ）
仿真电路图如图7所示：
图7 CMRR 仿真电路图
通过对共模电压进行交流分析（AC Sweep ），得到如图8所示仿真波形图
图8 CMRR仿真曲线图
从图中可以观察出
max 86.2
CMRR dB
=，如果按照
max 80
CMRR dB
>做为衡量ICMR的标准的话，ICMR为0.09~1.47V。

5、频率补偿
现在考虑不同的频率补偿方法对运放的影响。

跟随器补偿方式，仿真电路图如图9所示：
图9 跟随器补偿方式仿真电路图
交流仿真波形图如图10所示：
图10 交流仿真波特图
从上图中，可以观察出，经过补偿后的增益为82.3d A dB =，增益带宽积为14.97GB MHz =，相位余度为61.7°。

可见，与简单密勒补偿方式相比，在相位余度相同的情况下，跟随器补偿的方式的单位增益带宽积变大了。

这是由于，简单密勒补偿产生的是一个右半平面的零点，而跟随器补偿方式产生了一个左半平面的零点，故可以获得更高的增益带宽积。

五、心得体会
在老师的耐心指导下，我完成了这次实验，各种性能参数基本上能达到要求。

通过这次实验，我熟悉了两级运放的基本结构，以及MOS 参数的估计和放大器性能参数的仿真方法，加深了对书本上一些概念的理解。

比如说模拟电路的八边形法则，在本次实验中就有体现，在频率补偿的仿真过程中，通过简单的密勒补偿可以提高运放的稳定性，但补偿电容过大，会增大版图的面积，而且不能实现高的单位增益带宽积。

而通过跟随器补偿虽然能够减小补偿电容，并提高单位增益带宽积，但由于增加了一条支路，使得运放的功耗变大。

我觉得这次试验中，掌握软件的使用方法是一个方面，更重要的是学会了思想方法。

比如说吴老师经常强调的极限思想和等效替代的思想。

还有吴老师将MOS 管模型比作一个自来水管，将电流比作水流，这使得我对MOS 管有一个比较直观的认识，对理解电路的帮助非常大。

我从实验之前的一窍不通到做完试验后初窥门径，收获还是比较大的。

在实验过程中我遇到了很多问题，吴老师给我提供了很大的帮助，在这里感谢吴老师的悉心指导。