buck型pfc电路功率因数提升方案研究与电路设计

BUCK型PFC电路功率因数提升方案研究
与电路设计
Scheme Research and Circuit Design of
BUCK-type PFC for Power Factor
Improvement
学科专业：集成电路工程
研究生：朱萌
指导教师：徐江涛副教授
天津大学电子信息工程学院
二零一四年十二月
独创性声明
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签字日期：年月日签字日期：年月日
摘要
功率因数（Power Factor）定义了有功功率在视在功率中所占的比例。

电流中谐波含量越大，功率因数越低。

在电路中采用有源功率因数校正技术能够使输入电流波形接近正弦波并且与输入电压同相位，进而达到功率因数校正的目的。

功率因数校正电路只有三种基本结构，所有的结构都是基于这三种基本结构所进行相应的变化。

这三种结构分别是：降压型（Buck）、升压型（Boost）、降压升压型（Buck-Boost）。

相对于其他两种类型的变换器，Buck型变换器具有其不可替代的优点，但是由于其输入电流存在固有的交越失真（Cross-over Distortion），也称为输入电流死区，其功率因数总是不能达到满足各种工业标准要求的水平，因而限制了这种结构在实际中的应用。

如果能够采用某种方法使Buck型功率因数变换器的输入电流死区得到一定程度上的抑制或者补充，那么在这种特定控制方式下的改进型功率因数变换器的应用范围将大大拓展。

本文基于传统Buck型变换器基本拓扑结构，提出了两种改进的降压型功率因数变换器的结构。

这两种结构能够在输入电流交越失真阶段补充电流，使输入电流准正弦，从而能够在保持传统Buck型变换器优点的基础上克服其固有的缺陷。

在此基础上，本文针对这两种改进的变换器结构提出了两种控制方案。

本文所阐述的结构相对于传统Buck型电路在输出端增加一个MOS开关，通过控制两个MOS开关的不同开关状态，使电路在交越失真阶段转换为Buck-Boost型拓扑结构，从而使电流失真得到克服。

对于控制电路，通过使用额外的电压比较器判定发生交越失真的时间节点，从而实现对电路结构变换的控制。

论文中采用临界导通控制方式，单级变换器结构设计的PAB（pulse assisting buck）变换器与MTB（multiple topology buck）变换器克服了传统Buck型变换器的输入电流死区，大大提升了Buck型变换器的性能。

本文设计的两种结构适用于中等功率水平的单级PFC变换器，并采用SIMPLIS进行验证。

其中，PAB 变换器在输入220V，50Hz的条件下，其功率因数为98.74%，电源效率为97.21%。

MTB变换器在输入电压90V~264V范围内的功率因数范围为96.74%~99.70%。

结果表明这两种改进型的功率因数变换器确实能够大幅提高传统Buck型变换器的功率因数，并改善了谐波条件，使变换器能够满足各种国际标准的指标要求。

关键词：功率因数校正降压型变换器电流失真单级变换器
ABSTRACT
Power Factor (PF) is defined as the proportion of active power in the apparent power. As we know, the more current harmonic content, the lower the power factor. By using active power factor correction technology, the waveform of input current is nearly sinusoidal and in phase with the input voltage. The basic topologies of power factor correction circuit are Buck, Boost, and Buck-Boost. The current structures are based on these three basic topologies with corresponding changes. All studies in this paper focus on the Buck topology and the control circuit. Compared with the other two types of converter, Buck converter has its irreplaceable advantages. However, the power factor of Buck converter cannot meet a variety of industrial standards because of the cross-over distortion of input current, which limits the application of this topology.
Two improved structures are proposed in this paper, these two structures can complement the input current distortion in the cross-over time to achieve quasi sinusoidal input current, which can overcome the inherent drawback by maintaining the advantages of traditional buck converter. On this basis, two control schemes are proposed. An additional MOS switch is added to the output point compare to basic structure. By controlling the two MOS switches, the converter turns to buck-boost topology in cross-over distortion time. As a result, current distortion can be overcome. By using an additional comparator of the control circuit to detect the time node when cross-over distortion occurs, the topology of converter can be controlled.
In this paper, the converters are single-stage converter in boundary conduction mode. The PAB (Pulse Assisting Buck) converter and MTB (Multiple Topology Buck) converter can eliminate the cross-over distortion and improve the performance. The PAB converter can achieve PF of 98.74% and efficiency of 97.21% in 220V AC input voltage. The MTB converter can achieve PF from 96.74% to 99.70% at universal AC input voltage. Results show that the improved converters can significantly improve power factor and suppress harmonics to meet international standards.
KEY WORDS：Power Factor Correction, Buck Converter, Current Distortion, Single-stage Converter
目录
第一章绪论 (1)
1.1功率因数的定义 (1)
1.1.1功率因数与THD之间的关系 (2)
1.1.2 IEC61000-3-2对输入电流谐波的要求 (2)
1.2功率因数校正的背景 (5)
1.3功率因数校正电路的国内外发展现状 (5)
1.4功率因数校正电路的主要参数 (6)
1.5选题的目的与意义 (7)
1.6本章小结 (8)
第二章功率因数校正电路的控制策略 (9)
2.1 CCM控制策略 (9)
2.1.1峰值电流控制策略 (9)
2.1.2平均电流控制策略 (10)
2.1.3滞环电流控制策略 (11)
2.2 DCM控制策略 (11)
2.2.1恒频控制 (12)
2.2.2变频控制 (12)
2.2.3 DCM控制的一种特殊情况—BCM (13)
2.3本章小结 (13)
第三章有源功率因数校正的典型结构 (14)
3.1基于Boost拓扑的PFC变换器 (14)
3.1.1基本结构与工作过程 (14)
3.1.2功率因数与谐波失真特性 (15)
3.1.3 BOOST电路设计 (16)
3.2基于Buck拓扑的PFC变换器 (20)
3.2.1基本结构与工作过程 (20)
3.2.2工作状态与输入电流 (21)
3.2.3功率因数与谐波失真特性 (22)
3.3基于Buck-Boost拓扑的PFC变换器 (22)
3.3.1基本结构与工作过程 (23)
3.3.2工作状态与输入电流 (23)
3.3.3功率因数与谐波失真 (24)
3.4其他类型的PFC变换器 (25)
3.4.1基于C’uk 、Sepic 和Zeta拓扑的功率因数变换器 (25)
3.4.2基于Fly-back拓扑的功率因数变换器 (26)
3.5本章小结 (27)
第四章采用脉冲辅助消除降压型功率因数变换器电流死区 (28)
4.1原理与结构 (28)
4.2工作过程与芯片设计 (29)
4.3电路性能与参数设计 (32)
4.3.1电流分析 (32)
4.3.2功率因数与谐波分析 (34)
4.3.3 PAB变换器的实现 (37)
4.4本章小结 (40)
第五章可消除电流死区的多拓扑功率因数变换器 (41)
5.1原理与结构 (41)
5.2工作过程与芯片设计 (41)
5.3电路性能与参数设计 (43)
5.3.1电流分析 (44)
5.3.2功率因数与谐波分析 (45)
5.3.3 MTB变换器的实现 (48)
5.4本章小结 (52)
第六章总结与展望 (53)
6.1论文总结 (53)
6.2工作展望 (54)
参考文献 (56)
发表论文和参加科研情况说明 (59)
致谢 (60)
第一章 绪论
1.1 功率因数的定义
随着各类供电系统技术水平的提高，各种谐波对电网的污染也变得日益严重，人们对于谐波污染越来越关注。

由于整流设备在功率设备中的广泛应用，电能在生产、传输过程中的效率往往不能很高，并且电能的利用率也因为各种非线性器件的存在而大大降低。

出于能源与环境的考虑，供电行业设定了一系列的标准。

为了解决这一问题，抑制开关电源产生的谐波，每一个设计者都承担着设计高性能的变换器的责任，使供电电源具有输入电流正弦化、高次谐波分量降低以及大大提高功率因数的优点。

功率因数校正技术不仅能够提高功率变换器的功率因数（PF ，Power Factor ），还有利于提高供电设备的整体性能。

因此，交流转直流变换器中应用功率因数校正技术进行输入电流校正是十分必要的。

本论文中的功率因数均表示开关电源电路的输入功率因数，不再表示线性电路的功率因数。

功率因数的定义为：
Equation Section (Next)
111cos R R U I P PF S U I ϕ== (1-1)
其中，P ——输入有功功率；
S ——视在功率； U RMS ——输入电压的有效值；
I RMS ——输入电流的有效值；
U 1——输入电压基波的有效值；
I 1——输入电流基波的有效值；
φ1——输入电压与电流的相位差。

输入电流的有效值为：
R I = (1-2) 其中I n 为输入电流的n 次谐波。

由于输入电压是标准的正弦波，因此U RMS = U 1，式1-1可以表示为：
111cos =cos R I PF I ϕξϕ= (1-3)
其中， 11cos R I I ξϕ= (1-4)
其中，ξ为畸变因数，表示输入电流基波分量的有效值与输入电流各高次谐波分量的等效有效值之比，表示电流波形偏离正弦波的程度。

cos φ1称为位移因数，因此系统的功率因数等效于电流畸变因数ξ与输入电流与输入电压相移差的余弦的乘积。

cos φ1越小，无功功率越大，ξ越小，输入电流谐波分量越大，电流畸变越严重[1]。

当电流不含各次谐波分量时，功率因数定义为PF=cos φ1，如果供电系统的输入电压和输入电流的相移为零，则系统功率因数为1。

由式(1.3)，采用功率因数校正技术可以抑制谐波分量，从而可以达到减小ξ，进而达到提高功率因数的目的。

1.1.1 功率因数与THD 之间的关系
电流或电压的谐波含量可以用总谐波失真（THD, Total Harmonic Distortion ）来表示，定义为电流总谐波失真为输入电流高次谐波有效值与输入电流基波有效值之比：
THD = (1-5)
由1-4与1-5可得电流的总谐波失真与畸变因数ξ之间的关系：
ξ= (1-6) 功率因数可以表示为THD 的函数：
11cos PF ξϕϕ== (1-7)
当φ1=0时，若THD<5%，PF 的值可以控制到99.99%左右。

由以上关系可知，电路中高次谐波含量越大，ξ越小，因而变换器的功率因数越低。

功率因数校正技术也可以等同于谐波消除技术[2]。

1.1.2 IEC61000-3-2对输入电流谐波的要求
各国制定谐波限制标准的目的是为了降低电网的谐波污染，提高能源的利用率，保证电源质量，提高电网的安全可靠性。

国际电工委员会（IEC ）制定了
IEC6100-3-2标准，限制了接入电网设备的谐波参数。

IEC61000-3-2将设备分为4类，并针对4类不同的设备制定了A、B、C、D共4类标准[3]。

其中，A类为平衡的三相设备。

家用电属于不属于D类的设备；工具类不包括便携工具；白炽灯调光器；音频设备。

另外，未列入现有设备分类的设备应归为A类设备。

B类为便携工具，不含专用电焊设备。

C类为照明设备。

D类为额定功率小于600W的以下设备：主要含有PC机以及显示器；电视接收机等。

分类的依据为：在用设备的数量；使用持续时间；使用的同时性；功率消耗；谐波频谱及相位。

分类方法如图1-1。

图1-1 电子电气设备的分类
A类设备的限值：包括在A类的设备，其输入电流各高次谐波应低于表1-1给出的限值。

B类设备的限值：包括在B类的设备，其输入电流各高次谐波应低于表1-1给出的限值的1.5 倍。

C类设备的限值：
a) 包括在C类的设备，有功输入功率不低于25W的照明设备，输入电流的各高次谐波不应超过表1-2给出的数值。

b) 类属于C类设备的，有功输入功率低于25W的照明设备，属于下列两项条件其中之一的:
——输入电流的谐波低于表1-3的第2列中限值。

——输入电流的三次谐波不能超过输入基波电流的86%，五次谐波不超过输入基波电流的61%；除此之外，若输入电压过零点为0°，输入电流应在输入电
压相位60°或者60°前开始产生波形，输入电流应在输入电压相位65°或之前产生最后一个峰值，并且输入电流在输入电压相位90°前不能停止导通。

D类设备的限值：包括在D类的设备，其输入电流各高次谐波应低于表1-3给出的限值。

1.2功率因数校正的背景
对用电设备进行功率因数校正的目的不仅仅是为了满足相关部门制定的标准，如IEC61000-3-2。

在电子设备中使用功率因数校正技术还具有以下意义：
1. 实施功率因数校正技术，使接入电网设备的谐波分量降低，减小了对其他接入电网设备的干扰。

因而，提高功率因数也有利于保证电网的使用率与电源的质量的提高。

2. 功率因数校正技术使输入电压范围增大，不仅增加了电源的稳定可靠性，而且能够适用于世界各个国家的多种电网电压，促进了设备使用的灵活性。

3. 应用功率因数校正技术可以实现稳定的直流输出电压，为后面的设备提供了稳定的直流工作点。

4. 对于三相四线制电路，中线电流含有3次谐波同相位，电流的值很高，在中线没有设置保护装置的条件下，中线电流过大造成的后果是引起导线发热，过多的热量聚集在设备中易引起火灾。

应用功率因数校正技术后，谐波分量得到抑制，尤其是3次谐波分量，中线电流减低，提高了可靠性与安全性。

5. 应用功率因数校正技术不仅能够提高电网的可靠性，还能提高设备本身的可靠性。

如果不使用功率因数校正技术，过大的尖峰电流容易损坏输入端的滤波电容。

不仅如此，由于过大的尖峰电流，滤波器件的参数往往需要加大。

综上所述，应用功率因数校正电路不仅仅是为了满足标准，获得市场准入，更多的是出于能源与安全可靠性的考虑。

功率因数校正应用在电子电力设备中已经成为一种必备的技术。

1.3功率因数校正电路的国内外发展现状
当人们意识到输入电流的谐波分量对电网以及电子电力设备的不良影响时，已经开始考虑一种电路能够通过降低谐波分量而改善电源质量。

最早人们使用电容和电感构成无源的功率因数校正电路对输入电流进行谐波抑制。

但是，采用这种无源技术进行功率因数校正的方法不仅效果不好，而且电路体积庞大。

随着半导体技术以及专用集成电路行业的迅猛发展，有源功率因数校正技术得到广泛的应用，也就是常说的开关电源。

采用半导体芯片技术的有源功率因数校正电路具有电路重量轻，体积小，电源效率与功率因数高的特点。

有源功率因数校正最初在20世纪80年代提出并在未来的几年得到了长足的发展。

随后很多新型的功率因数校正电路的拓扑相继被提出，并且提出了相关技术进一步提高功率因数，如软开关技术[4]。

目前，单相单级功率因数校正技术的研究已经趋于成熟，三相功率因数校正技术的难题随着研究人员的不断探索也在不断解决[5]。

如今，飞兆半导体Fairchild、英飞凌IFX、德州仪器Ti、安森美Onsemi、意法半导体ST等芯片设计公司都纷纷生产制造了不同模式下的PFC芯片，大大降低了功率因数校正电路设计的复杂性，主流的功率因数校正芯片有：德州仪器的UC385X[6]系列、UCC381X系列，英飞凌的TDAl6888，飞兆半导体的FA4800属于CCM模式下的PFC芯片；意法半导体的L6561，英飞凌的TDA4862，安森美的NCP1601[7]属于DCM模式下的PFC芯片；意法半导体的L6562[8]，安森美的NCP1607属于BCM模式下的PFC芯片。

目前，以上芯片已经得到广泛的应用，PFC技术的大力发展与企业间的竞争与技术的不断创新紧密相关。

国外早在20世纪80年代就提出采用有源方法的功率因数校正技术，国内的功率因数校正技术的研究工作起步晚，有源功率因数校正变换器的研究主要有浙江大学、天津大学、电子科技大学，以上高校在有源功率因数校正技术的研究方面发表了较多的高水平论文，并申请了多项发明专利。

目前，国内从事功率因数校正技术研究的企业与从事电源管理领域的企业数量相比尚属冰山一角。

国内研究PFC芯片的公司有杭州的士兰微电子，上海的昂宝电子公司。

截止到目前，国内量产的功率因数校正芯片有OB6572、OB6573等CCM控制芯片和OB6561P、OB6563等BCM控制芯片。

未来有源功率因数校正技术的发展趋势主要体现在以下这几点。

（一）新型拓扑结构的不断提出：一方面根据新型的拓扑实施特殊的控制方法来提高电路的整体性能；一方面应用新型的拓扑达到降低变换器的规模的目的。

（二）将直流变换器的新技术应用到APFC的设计中。

（三）单级功率因数变换器的研究与设计。

（四）数字控制技术。

新方法与新技术的研究最大的驱动力就是市场，低成本高效率，结构简单应用灵活的功率因数变换器是研究者不断研究的目标，也是促使这一技术不断发展的强大推动力。

1.4功率因数校正电路的主要参数
功率因数校正电路的设计要求规定了电路拓扑的选型，器件参数数值的确
定，控制方式的选取等。

下面列出PFC电路设计中的主要参数。

其中，V in,min——输入电压最小值；
V in,max——输入电压最大值；
f s,min——系统最低开关频率；
V out——输出电压；
I out——输出电流；
η——效率；
I pk——电感峰值电流；
L——初级电感量；
R s——电流采样电阻。

有经验的工程师往往能够根据以往的设计经验队电路进行大概的估算。

小功率等级的功率因数校正电路（200W以下）使用DCM控制下的升压型结构，可以较好的兼顾到指标，体积和成本[9]；中小功率等级的功率因数校正电路（200W-400W）使用BCM控制下升压型结构[10]；中大功率等级的功率因数校正电路（400W-1000W），使用交错并联BCM[11]控制下升压型结构。

对于400W 以上的电路，临界导通控制方法使电路的输入电流峰值太大，因而导致开关管的静态损耗大大增加。

同时由于采用临界导通模式控制的输入电流峰值的增大，滤波部分的电路优化设计变得复杂，综上，对于大功率的应用场合，采用两路交错并联更为适合。

交错并联的两路电流纹波形成对消，输入电流的总纹波大为降低，从而又起到了简化滤波电路设计的效果。

对于1kW以上的功率因数校正电路，最常使用连续导通模式控制下的升压型结构。

这种结构在大功率电路应用中具有结构简单，控制策略成熟，研究人员广泛，解决方案容易获得等特点。

1.5选题的目的与意义
传统的Buck型拓扑由于在输入电压小于输出电压的条件下开关管不导通，因此Buck型拓扑虽然有很多其他拓扑不具有的优点，但是很少用于PFC转换器中。

不仅如此，相应的控制芯片数量与Boost型拓扑控制芯片的数量相比更是冰山一角。

因此更具有实用性的Buck型转换器及其控制芯片的研究具有很高的价值。

本发明所阐述的电路旨在保留Buck型拓扑固有优点的基础上，消除其电流死区，进而使整体电路的性能得到大幅提升。

1.6本章小结
本章首先对功率因数的定义进行简介，介绍了功率因数与谐波分量的关系以及目前各种电子设备需要满足的谐波标准。

接着分析了功率因数校正的背景与国内外发展现状，然后电路设计中需要注意的参数进行说明，使设计者能够对电路设计有一个全面的认识。

最后介绍了选题的目的和意义。

第二章功率因数校正电路的控制方法
功率因数校正电路分类可依据电感电流是否连续进行划分，按控制方法分为电流连续导通模式（CCM），电流断续导通模式（DCM）和工作在DCM边界条件下的电流临界导通模式（BCM）。

Equation Section (Next)
2.1CCM控制策略
电流连续导通模式控制方法是目前最常用的一种功率因数校正的控制方法。

这种控制方法一个必要的模块就是乘法器。

它将输出端与基准电压的误差电平放大后与输入电平相乘，乘法器的输出作为电流比较器的参考信号，电流比较器的输入采集电感电流，使电感电流按照参考值的变化而变化，从而实现输入电流与电压的同步。

常用的功率因数变换器（Boost Buck Buck-Boost Fly-back C'uk Sepic
，，，，，
等）均可以使用电流连续导通模式进行控制。

其中Boost型变换器用作功率因数校正前端使用电流连续导通模式控制具有独特的优点。

本章以Boost型变换器为例介绍几种常用的电流连续导通模式控制方法。

2.1.1峰值电流控制策略
功率因数校正的峰值电流控制方法指为了达到输入电流的峰值跟随输入电压的变化而变化的目的，控制电感电流的峰值变换，从而达到输入电流与输入电压同频同相位的目的。

这样校正后的电流峰值包络接近正弦。

采用峰值电流控制的功率因数校正电路控制芯片结构如图2-1。

输出电平分压后的信号连接到误差放大器的负端，正端连接基准源。

乘法器的一个输入信号为以上两个信号的误差进行放大后的直流电压输出。

乘法器的另一个输入信号为经由电阻分压后的输入端采集电平。

因此，乘法器的输出的波形的包络是正弦波。

乘法器的输出作为电流比较器的参考电平，电流比较器的另一连接到输入端的信号为流过开关管的电流采集信息。

电流比较器的PWM输出作为开关管的栅极控制电平。

R o
图2-1 峰值电流控制方法的电路结构图
2.1.2平均电流控制策略
平均电流控制方法是当今最常应用在功率因数校正电路中的方法，控制芯片通过控制电感电流的平均值，使输入电流的包络与输入电压同相位。

采用平均电流控制方法的功率因数校正电路的芯片结构如图2-2。

输出电平经由电阻分压后的信号连接到误差放大器的负端，与基准源的误差进行放大，输出的直流误差电平作为乘法器的一个输入。

乘法器的另一个输入为按照一定比例由电阻分压后的输入电平。

因此，乘法器的输出的波形的包络是正弦波。

乘法器的输出连接到电流比较器的一个输入端，用于电流比较器的参考电平，电流比较器的另一输入是流过开关管的电流。

电流比较器输出与给定的斜坡电压作为比较器的输入，比较器的输出作为开关管的栅极控制电平。

R o
图2-2 平均电流控制的电路结构图
2.1.3滞环电流控制策略
滞环电流控制方法是最简单的功率因数校正的控制方法。

这种方法最初应用于电压逆变器的输出控制电路中。

采用滞环电流控制方法的功率因数校正芯片电路结构如图2-3。

滞环控制方法的电路内部有一个由多个比较器构成电流滞环结构。

这一结构可以检测电压，检测到的电压经过分压后能够产生两个基准值，这些值分别是电流的上限与下限。

电流被检测结构检测值与这两个基准值进行比较，当电感电流的数值达到上限时，控制开关管断开，开关管断开后，电感电流线性下降；当电感电流的数值达到下限时，控制开关管闭合，电感电流线性增加。

R o
图2-3 滞环电流控制的电路结构图
2.2DCM控制策略
电流断续控制方法是功率因数校正技术的最简单的一种控制方法。

电流断续控制方法的电流值较低，可以降低滤波器的设计指标。

同时，采用这种控制方法的功率因数变换器不需要对输入电压与电流进行检测就可以是栅极驱动按照一定的占空比跳变，从而使输入电流按照正弦波形变化。

采用DCM控制策略的功率因数校正芯片结构如图2-4。

DCM控制方法可以使用较小的电感，控制开关电流在每一个周期内都将为零，实现零电流导通。

采用DCM控制方法的电流损耗较CCM控制方法低，能够使变换电路获得较高的效率。