基于二次型Buck PFC变换器的无频闪无变压器LED驱动电源

基于二次型Buck PFC变换器的无频闪无变压器LED驱动电
源
阎铁生;许建平;曹太强;刘雪山;高旭;周国华
【摘要】提出了一种基于二次型Buck功率因数校正(power factor correction,PFC)变换器的无频闪无变压器LED驱动电源,分析了其工作原理和工作特性.它由共用一个开关管的两个Buck变换器级联构成,其中前级Buck变换器实现PFC功能,后级Buck变换器调节LED电流.该电源无需使用高降压比的变压器也可以驱动低正向导通电压的LED,它只使用一个控制器不仅实现了PFC功能,而且极大的降低了流过LED的二倍工频电流纹波,从而实现无频闪.最后通过7W的实验样机验证了理论分析的正确性.
【期刊名称】《电工技术学报》
【年(卷),期】2015(030)012
【总页数】8页(P512-519)
【关键词】LED驱动电源;二次型Buck变换器;功率因数校正;无频闪
【作者】阎铁生;许建平;曹太强;刘雪山;高旭;周国华
【作者单位】西华大学电气与电子信息学院,四川省成都市610039;磁浮技术与磁浮列车教育部重点实验室,西南交通大学电气工程学院,四川省成都市610031;西华大学电气与电子信息学院,四川省成都市610039;磁浮技术与磁浮列车教育部重点实验室,西南交通大学电气工程学院,四川省成都市610031;磁浮技术与磁浮列车教
育部重点实验室,西南交通大学电气工程学院,四川省成都市610031;磁浮技术与磁浮列车教育部重点实验室,西南交通大学电气工程学院,四川省成都市610031【正文语种】中文
【中图分类】TM464
发光二极管（light emitting diode，LED）与传统照明相比，具有效率高，寿命长，无污染，重量轻，体积小等优点。

随着单个LED发光效率的不断提高，使LED照明具有广泛的应用前景[1-3]。

为了满足国际谐波标准IEC61000-3-2对照明电源注入电网的各次谐波电流的限制要求，LED驱动电源在调节输出电流的同时，需要具有功率因数校正（power factor correction，PFC）功能[4-6]。

采用反激、Buck、SEPIC和Buck-Boost等单级PFC变换器作为LED驱动电源，都可以同时实现PFC和调节输出电流。

单级PFC变换器的输出能量仅经过一级功率变换，具有转换效率高、成本低、控制简单等优点[7-9]，但是由于脉动的瞬态输入功率与恒定的输出功率之间的不平衡，导致其输出电压和输出电流具有较大的二倍工频纹波[10-12]，使LED在50Hz交流电源输入下存在100Hz的频闪，长期工作于有频闪的光源下，会产生用眼疲劳现象[13]。

为了消除LED的频闪，通常采用两级功率变换PFC变换器，传统两级功率变换的LED驱动电源的前级通常采用Boost、Buck-Boost和Buck等拓扑实现PFC功能，后级级联DC-DC变换器，恒定LED电流[14-15]。

采用两级功率变换PFC变换器的LED驱动电源，输出能量经过了两级功率变换，效率低和成本高制约了其在LED驱动电源的应用[16]。

与传统两级功率变换PFC变换器相比，Boost-Flyback和IBFC等单级单开关PFC变换器具有控制简单、成本低等优点[17-18]，但是它们需要使用高降压比的变压器才可以驱动低正向导通电压的LED。

本文提出了一种基于二次型Buck PFC变换器的无频闪无变压器LED驱动电源。

它由共用一个开关管的两个Buck变换器级联构成，其中前级Buck变换器实现PFC功能，后级Buck变换器调节LED电流。

该电源无需使用高降压比的变压器
也可以驱动低正向导通电压的LED，它只使用一个控制器不仅实现了PFC功能，
而且极大的降低了流过LED的二倍工频电流纹波，从而实现无频闪。

本文分析了
基于二次型Buck PFC变换器的LED驱动电源工作原理和工作特性，最后通过一
台7 W的实验样机对理论分析结果进行了验证。

如图1所示为基于二次型Buck PFC变换器的无频闪无变压器LED驱动电源的电
路框图，它由整流桥D1、输入滤波电感Lf、输入滤波电容Cf和共用了一个开关
管的两个级联的Buck变换器构成，其中前级Buck PFC变换器由开关管Q1、电
感L1、二极管D3、D4和中间储能电容C1构成，后级Buck DC-DC变换器由开关管Q1、电感L2、二极管D2、D5和输出电容C2构成。

中间储能电容C1既是前级Buck PFC变换器的输出电容，又给后级Buck DC-DC变换器提供能量，它
可以平衡脉动的前级Buck PFC变换器的瞬态输入功率与恒定的后级Buck DC-
DC变换器的输出功率，因此基于二次型Buck PFC变换器的LED驱动电源可以极大的降低流过LED的二倍工频电流纹波。

工作在断续导电模式（discontinuous conduction mode，DCM）下的Buck变换器无需使用复杂的控制电路，可以实现功率因数校正[18]，因此前级Buck PFC变换器工作在DCM模式；工作在临界连续模式（critical conduction mode，CRM）的Buck变换器效率高[9]，因此
后级Buck DC-DC变换器工作在CRM模式。

基于二次型Buck PFC变换器的LED驱动电源的控制电路由电流采样电阻RS、过零检测、运算放大器EA、比较器CMP、锯齿波发生器、RS触发器等元件构成。

由于流过电感L2的平均电流与LED电流相等，电流采样电阻RS与电感L2串联，因此通过控制RS两端的电压可以调节LED电流。

为了方便驱动开关管Q1和采样
RS两端的电压，采用电阻RS与电感L2的连接点作为控制电路的参考地。

在本文中，为了简化分析，假设:
1）所有的开关管、二极管、电感和电容均为理想元件。

2）开关频率fS远大于电网频率f。

在半个工频周期内，基于二次型Buck PFC变换器的LED驱动电源的主要波形如图2所示，它的所有工作模态的等效电路如图3所示。

在半个工频周期内，它的工作模式可以分为三个不同的阶段:阶段A、阶段B和阶段C。

2.1 阶段A
当整流后的输入电压uRec(t)≤UB时，二次型Buck PFC变换器工作在阶段A。

阶段A有两种工作模态:模态I和模态V。

模态I:由图3（a）所示，当开关管Q1导通时，中间储能电容C1给电感L2和负载LED供电，电感电流iL2线性上升，二极管D2导通，二极管D3、D4和D5承受反向电压关断。

由于电流采样电阻RS的电压远小于中间储能电容的电压UB 和输出电压UO，因此在该模态，电感电流iL2的上升斜率为
模态V:由图3（e）所示，当开关管Q1关断时，二极管D5导通，电感L2通过二极管D5向输出电容C2和负载LED放电，电感电流iL2线性下降，二极管D2、D3和D4承受反向电压关断。

当电感电流iL2下降到
零时，模态V结束，变换器再次进入模态I。

在模态V，电感电流iL2的下降斜率为
2.2 阶段B
当整流后的输入电压uRec(t)＞UB，且iL1＜iL2时，二次型Buck PFC变换器工作在阶段B。

阶段B有三种工作模态:模态II、模态IV和模态V。

模态II:由图3（b）所示，当开关管Q1导通时，交流输入电源和中间储能电容C1共同给电感L2和负载LED供电，交流输入电源同时给电感L1充电，电感电流
iL1和iL2线性上升，二极管D2导通，二极管D3、D4和D5承受反向电压关断。

在模态II，电感电流iL2的上升斜率与式（1）相同，电感电流iL1的上升斜率为
式中，UM是输入正弦波电压的峰值，ω为工频的角频率。

模态IV:由图3（d）所示，当开关管Q1关断时，变换器工作在模态IV，二极管
D3和D5导通，电感L1通过二极管D3向中间储能电容C1放电，电感L2通过
二极管D5向输出电容C2和负载LED放电，电感电流iL1和iL2线性下降，二极管D2和D4承受反向电压关断。

在模态IV，电感电流iL2的下降斜率与式（2）
相同，电感电流iL1的下降斜率为
当电感电流iL1在模态IV下降到零，变换器进入模态V。

其工作原理与阶段A中
的模态V相同。

当电感电流iL2下降到零时，模态V结束，变换器再次进入模态II。

2.3 阶段C
当整流后的输入电压uRec(t)＞UB，且iL1＞iL2时，二次型Buck PFC变换器工
作在阶段C。

阶段C有三种工作模态:模态III、模态IV和模态V。

模态III:由图3（c）所示，当开关管Q1导通时，交流输入电源给电感L1、电感
L2、中间储能电容C1和负载LED供电，二极管D4导通，二极管D2、D3和D5承受反向电压关断。

在模态III，电感电流iL1和iL2的上升斜率为与阶段B的模态II相同。

当开关管Q1关断后，变换器的工作原理与阶段B的模态IV和模态V相同。

3.1 电感电流iL1工作在断续模式的条件
如图2所示，基于二次型Buck PFC变换器的LED驱动电源的后级Buck变换器
工作在CRM模式下，电感L2的峰值电流IL2_peak为
式中，IO为基于二次型Buck PFC变换器的LED驱动电源的输出电流。

忽略中间储能电容的电压纹波，根据式（1）和（5），开关管Q1的导通时间
Ton为
根据式（2）和（5），开关管Q1的关断时间Toff为
由于后级Buck变换器工作在CRM模式下，其开关周期由开关管Q1的导通时间Ton与关断时间Toff的和组成，即开关周期TS为
当uRec(t)＞UB时，根据式（3），电感L1的峰值电流iL1_peak(t)为
由式（9）可知，在半个工频周期内，iL1_peak(t)随输入电压的变化而变化，输入电压越高，电感电流iL1峰值越大，电感电流iL1放电时间越长，在输入电压峰值处，即|sin(ωt)|=1时，iL1_peak(t)达到最大，电感电流iL1的放电时间达到最长，此时，电感电流iL1的放电时间TDis_L1_Max为
为了使电感电流iL1在输入电压峰值点工作在断续模式，电感电流iL1的放电时间TDis_L1_Max应该小于开关管Q1的关断时间Toff，则:
将式（7）和式（10）代入式（11），可得电感电流iL1工作在断续模式的条件为3.2 中间储能电容C1电压分析
根据式（8）和式（9），基于二次型Buck PFC变换器的LED驱动电源的输入电
流iin(t)为
式中，θ=arcsin（UB/UM）。

对于理想变换器，输入功率与输出功率相等，则
将式（6）、式（7）和式（13）代入式（14），可得
式中，KL=L1/L2。

后文选取正向导通电压为20V的LED作为输出负载，根据式（12）和式（15）
可以得到不同KL对应的UB与输入电压有效值Uin,rms的关系图和电感电流iL1
工作模式与UB和输入电压Uin,rms的关系图，如图4所示。

从图4可以看出，
对于给定的LED电压，中间储能电容C1的电压UB只与输入电压以及电感L1与
L2的比值KL有关，与LED电流无关；当输入电压确定时，KL越大，则UB越小；
当KL＜3时，在输入交流电压有效值Uin,rms为100V～240V的范围内，电感电流iL1工作在断续模式；当KL确定时，输入电压越高，则UB越大。

3.3 功率因数分析
根据式（13）和式（14）可得，基于二次型Buck PFC变换器的LED驱动电源的功率因数（power factor, PF）为
式中M1=UB/UM。

根据式（15）和式（16），可以得到不同KL对应的PF值与输入电压有效值Uin,rms的关系图，如图5所示。

从图5可以看出，当输入电压确定时，KL越大，则PF值越高；当KL＞0.45时，在输入交流电压有效值Uin,rms为100V～240V 的范围内，PF值均大于0.9；当KL确定时，在整个输入电压范围内，PF值几乎
保持恒定。

3.4 开关频率分析
根据式（6）～式（8）可得，二次型Buck PFC变换器LED驱动电源的开关频率
为
选取LED的平均电流为350mA，KL为1.56，根据式（15）和式（17），可以得到不同L2对应的开关频率与输入电压有效值Uin,rms的关系图，如图6所示。

从图6可以看出，当输入电压确定时，L2越小，则开关频率越高；当L2确定时，
输入电压越高，则开关频率越高。

为了验证理论分析的正确性，对本文提出的基于二次型Buck PFC变换器的LED
驱动电源进行了实验验证。

实验电路参数如下:输入交流电压有效值Uin,rms范围
为100V～240V，LED的正向导通电压为20V，LED的平均电流为350mA，
C1=47μF，C2=100μF。

根据图4和图5的分析，当0.45＜KL＜3时，电感电流iL1工作在断续模式，且PF值大于0.9。

当输入电压确定时，KL越大，则PF值越高，UB越小，C1电容
的耐压值越低。

本文中C1使用耐压值为160V的电容，为了使UB小于160V，且确保电感电流iL1工作在断续模式，选取KL=1.56。

根据图6的分析，电感L2的取值越小，开关频率fs越高，则开关损耗越大；电感L2的取值越大，开关频率fs越低，则电感L1和L2的体积越大、成本越高。

合理地选取电感L2的感量，可将开关频率控制在合理的范围内，从而实现小体积、低成本和高效率的LED驱动电源。

本文选取L2=320μH，根据KL=1.56，则
L1=500μH。

根据变换器的电路参数，输入交流电压有效值Uin,rms为110V和220V时，由式（15）和图（4）可以得到中间储能电容C1电压分别为69.8V和131.9V，由式（16）和图（5）可以得到功率因数分别为0.953和0.959。

图7（a）和（b）分别为输入交流电压有效值Uin,rms为110V和220V时，基于二次型Buck PFC变换器的LED驱动电源的输入电压uin、输入电流iin、中间储能电容C1电压UB和LED电流纹波ΔIO的实验波形。

由图7（a）和（b）可以看出，两种输入电压条件下，输入电流均可以跟踪输入电压的变化，实现了功率因数校正功能；LED电流纹波峰峰值均为6mA，仅为输出电流平均值的1.7%，极大的减小了LED的二倍工频电流纹波；当输入交流电压有效值Uin,rms为110V和220V时，中间储能电容C1电压UB分别为70V和130V，测试结果与分析结果一致。

图8 （a）为输入交流电压有效值Uin,rms为110V时，基于二次型Buck PFC变换器的LED驱动电源在一个工频周期的输入电压uin、电感电流iL1和iL2的实验波形。

图8（b）～（d）为图8（a）在输入电压瞬时值为18V、115V和150V 的放大波形，它们分别为变换器工作在阶段A、阶段B和阶段C的实验波形。

由图8c和（d）可知，在每一个开关周期，电感电流iL1比iL2先降低到0，当电感电流iL2降低为0时，开关管Q1的驱动信号从低电平变为高电平，表明前级
Buck PFC变换器工作在断续模式，后级Buck DC-DC变换器工作在临界连续模式，与图2的分析结果一致。

由图8b可知，开关管Q1的开关频率为67KHz，
与图6的分析结果相近。

图9 为不同输入电压时，基于二次型Buck PFC变换器的LED驱动电源的PF值和效率的实验结果，由图9可知，在整个输入电压范围内（输入电压有效值Uin,rms 为100～240 V），变换器的效率高达86.45%，变换器的功率因数大于0.95，与分析结果一致。

图10 a和图10b分别为输入交流电压有效值Uin,rms为110V和220V时，基于二次型Buck PFC变换器的LED驱动电源输入电流iin的谐波电流实验结果。

由图10可知，输入电流的各次谐波均小于IEC61000-3-2 class D规定的谐波最大值
限定标准。

本文提出了基于二次型Buck PFC变换器的无频闪无变压器LED驱动电源，它由
共用一个开关管的两个Buck变换器级联构成，详细分析了它的工作原理，推导了中间储能电容电压、功率因数和开关频率的表达式。

实验研究表明，基于二次型Buck PFC变换器的LED驱动电源不仅可以实现高功率因数、低输入谐波电流和高效率，而且LED电流纹波峰峰值仅为输出电流平均值的1.7%，可以实现无频闪。

阎铁生男，1981年生，讲师，博士，主要从事开关电源拓扑及控制技术研究，功率因数校正变换器及其控制技术研究等。

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