光伏微逆变器用串联谐振型直流变压器的设计

VCo1
VCo2
Vo/2
t0 t1 t2
t3 t4t5
t t6
图 2 理论工作波形 Fig.2 Theoretical operational waveforms
2 软开关实现条件分析 要实现本文直流变压器的软开关工作， 需要
确保死区时间内， 实现对开关管输出电容和副边 整流二极管结电容的充、放电。 充、放电的电荷量 是由谐振腔电流提供的。在负载确定后，死区时间 内所能提供的电荷供给量， 是由死区时间 Tdead 决 定的。电荷供给量太小，直流变压器无法实现软开 关；电荷供给量太大，多余的能量会增加损耗，降 低功率变换效率。死区时间内，电路的等效模型如 图 3 所示。
测试过程中选取了多个负载测试点， 进行直 流变压器增益和效率特性测试， 测试结果如图 7 所示。
·281·
可再生能源
2014，32（3）
4.0
增 益 /dB
3.9
3.8
0
100
200
300
功率/W
（a） 直流变压器增益特性
100
效率/%
90
80
0
100
200
300
功率/W
（b） 直流变压器效率特性
本文所提出的直流变压器的拓扑结构如图 1 所示。
Q1
DS1
Vin
Cin
LS is
Q2
DS2
CS
D1
Co1
n：1 Vo
D2
Co2
图 1 拓扑结构 Fig.1 Topology structure
由图 1 可知， 原边为半桥结构，Ls 和 Cs 组成 串联谐振腔、is 为谐振腔电流；副边为倍压整流结 构。其电路工作原理波形如图 2 所示。其变流器模 式分析：
本文提出了一种新型串联谐振型直流变压 器。 现用直流变压器方案主要有全桥变换器[5]和 全桥 LLC 谐振变换器 。 [6]，[7] 全桥变换器的缺点是 原边开关管工作在硬开关状态， 导致功率变换效 率低。 同时，全桥变换器或全桥 LLC 谐振变换器 方案， 都存在直流变压器原边需要使用 4 个开关 管，这不仅增加系统成本，也增加了驱动电路的复 杂度，导致功率变换效率低。为此本文在全桥结构 的直流变压器的基础上，提出了一种改进型拓扑， 该拓扑原边为半桥结构，副边为倍压整流结构，变 换器增益与全桥变换器相同， 但开关管数量减少 了 1/2。 通过在原边增加了串联谐振腔，使高频变
摘 要： 低压输入的光伏微逆变器系统中，广泛采用“Boost+直流变压器”的两级式 DC/DC 功率变换方案，传统 的直流变压器方案主要是基于全桥变换器方案，该方案开关管数量多，而且开关管工作在硬开关状态。 文章提 出了一种新型串联谐振型直流变压器，该变压器原边采用半桥结构，副边为倍压整流结构，变压器开关管数量 减少了一半。 通过引入串联谐振腔，在合理设计死区时间的基础上，开关管可工作在软开关状态。 最后制作了一 台 300 W 样机，样机具有良好的增益特性和效率特性。 关键词： 光伏微逆变器； 直流变压器； 串联谐振； 输出倍压 中图分类号： TM46 文献标志码： A 文章编号： 1671-5292（2014）03-0279-04
本设计中，最优死区时间为 320 ns，根据供应 商 提 供 的 数 据 手 册 可 得 Ct 应 取 为 1 nF，100 kHz 的开关频率下，对应的 Rt 为 6.4 kΩ。 4.3 驱动电路设计
驱动电路选用 IR2110，该芯片可以实现同时 驱动一个桥臂的上、 下两个管子。 Vg1，Vs1，Vg2，Vs2
模态 1[t0-t1]：Q2 关断，is 对 Q1，Q2 的输出电容
收稿日期： 2013-12-14。 作者简介： 任琦梅（1978-），女，硕士，研究方向为电气控制、电力电子技术。 E-mail：rqm_2013@ 通讯作者： 姜 建（1978-），男，硕士，研究方向为计算机网络管理、安全及计算机软件应用。
出电压为零， 因此可等效为二阶 LC 回路的阶跃
响应，阶跃电压为 Vin，由此谐振腔启动电流 iss 为
iss（t）=Iss_pk×sin（ωst-φ）
（8）
式中：Iss_pk 为启动电流峰值；φ 为启动电流初始相
位角。 其中 Iss_pk 为
Iss_pk= Vin
（9）
姨Ls/Cs
定义启动电流比 KI 为
DOI:10.13941/ki.21-1469/tk.2014.03.015
第 32 卷 第 3 期 2014 年 3 月
可再生能源
Renewable Energy Resources
Vol.32 No.3 Mar. 2014
光伏微逆变器用串联谐振型 直流变压器的设计
任琦梅， 姜 建 （河南城建学院， 河南 平顶山 467036）
分别 接 入 到 开 关 管 Q1，Q2 的 栅 极 和 源 极 。 Drv1 和 Drv2 信 号 经 过 IR2110 分 别 驱 动 直 流 变 压 器 的 上 管和下管。 自举电容容值为 1 μF，自举二极管为
BYV26C，如图 5 所示。
Vcc
D5
Drv1 Drv2
87 96 10 5 11 4 12 3 13 2 14 1 IR2110
R1 Ct
Rt Css
1
16
2
15
3
14
4
13
5
12
6
11
7
10
8
9
SG3525
C2 Vref
Drv1 CVcc
Drv2
R2
Vref
C1
图4 控制电路图 Fig.4 Control circuit
图中两路驱动信号相位上相差 180 °。 死区时 间是通过 Ct 的容值来调整。 选定 Ct 后，再根据开 关频率要求，就可以完成 Rt 的设计。
0 引言 本文以高增益和宽输入的光伏微逆变器为研
究对象，光伏电池组（额定功率 300 W）的输出直 流电压 40～80 V 时， 需要经过 DC/DC 变换器，将 电压升高到 400 V 以满足逆变器的工作需求 ， [1]，[2] 直流最大增益达到 10 dB，若采用单个 Boost 变换 器很难同时满足宽范围输入、 高增益和高效率的 要 求 ， [3]，[4] 因 此 本 文 采 用 DC/DC 变 换 器 两 级 式 方 案 ， 即 “Boost+ 直 流 变 压 器 ”， 光 伏 电 池 组 输 出 先 经 过 Boost 变换器将电压稳定在 100 V， 并由 Boost 变换器实现 MPPT 功能， 然后再经过一级直流变 压器将电压抬升到 400 V。
0
0
4
8
12
t/μs
40
30
20
10
0
16
20
（a） MOSFET 驱动电压 Vgs 和漏源电压 Vds
10 5 0
电 流 /A
-5
-10
0
4
8
12
16
20
t/μs
（b） 谐振腔电流 is
图 6 试验波形 Fig.6 Experimental waveforms
由图 6 可以看出，MOSFET 实 现 了 零 电 压 开 通（Zero Voltage Switching，ZVS）。 同时，满载稳定 运行时，谐振腔峰值电流理论峰值为 4.71 A，样机 实测值为 4.83 A，两者基本吻合，验证了理论分析 的准确性。
图 7 样机增益和效率曲线 Fig.7 Gain and efficiency curve of prototype
由图可知，增益的负载调整率为 2.05%；直流 变压器最高效率为 96.8%，满载效率为 94.8%。 6 结束语
本文提出了一种新颖的光伏微逆变器直流变 压器拓扑，给出了该拓扑的工作原理，分析了软开
压器的输出为电流型， 从而使用倍压整流技术使 得变换器效率增加一倍， 这时原边只要采用半桥 结构就能达到和全桥变换器一样的增益。另外，针 对本文所提出的拓扑结构， 还进行了软开关实现 条件分析，考虑了 MOSFET 的输出电容及整流二 极管结电容，对死区时间内换流过程的影响，给出 了死区时间的最优设计公式，经过优化设计后，该 直流变压器无需增加辅助电路就能实现软开关。 1 拓扑结构与工作原理
Cj n2
）×Vin
（1）
式 中 ：Tsw 为 开 关 周 期 ；Coss 为 MOSFET 的 输 出 电
容。
谐振腔电流 is（t）为
is（t）=Is_pk×sin（ωst-θ）
（2）
式中：Is_pk，ωs，θ 分别为谐振腔电流的峰值、角频率
和初始相位角。
由于副边能量是通过 is 传输的， 根据电荷量
C1 D7
R1 R2
C2
R5 R4 D10
Vs1 D6
Vg1 Vs2 D8
Vg2
图 5 驱动电路图 Fig.5 Drive circuit
5 试验与分析 根据上述设计结果，完成了样机的制作，并进
行了测试，样机满载工作波形如图 6 所示。
Vgs/V
Vds/V
400
ZVS
300 200
Vgs
Vds
100
守恒可得：
乙Tsw/2 0
is（t
）×dt=
I0 n
×
Ts 2
（3）
化简后 Is_pk 表达式为
Is_pk=
ωs×I0×Tsw 2n
（4）
角频率 ωs 为
ωs= 1
（5）
姨Ls×Cs
始相位角 θ 为
θ=
Tdead Tsw
×2π
（6）
由式（1）~（6）可得死区时间的限制条件为
Tdead≥