UC3879斩控式单相交流调压电路

目录
第1章概述 (2)
第2章总体设计方案 (3)
2.1交流调压电路的原理 (3)
2.2系统设计总方案确定 (4)
第3章主电路设计 (5)
3.1主电路 (5)
3.2主电路图 (6)
3.3主电路计算及元器件参数选型 (6)
第4章单元控制电路设计 (7)
4.1控制及驱动电路 (7)
4.2输入欠电压电路 (11)
4.3输出限流电路 (11)
4.4输入过压电路 (12)
4.5过零检测及续流触发电路 (13)
4.6谐波分析 (13)
第5章总结与体会 (15)
总电路图 (16)
参考文献 (17)
电气信息学院课程设计评分表 (18)
第1章概述
随着MOSFET、IGBT等新型电力电子器件和PWM技术迅速发展，新型控制方法的引入，斩波式交流调压电路的应用更加广泛，它应用于工业加热、灯光控制、感应电动机的软启动以及风扇或水泵的速度控制等领域，而在电力系统，这种电路还常用于对无功功率的连续调节。

交流调压是指把一种交流电变成另一种同频率，不同电压交流电的变换，而在每半个周波内通过对晶闸管开通相位的控制，可以方便地调节输出电压，而斩控式交流调压的输入是正弦交流电压，这种斩控式交流调压电路的优势是功率因素接近1，电压、电流波形好，谐波成分频率高，电路简单，且可靠性高。

而利用PWM技术后，控制灵活，动态响应快。

而斩控式交流调压电路是应用新器件、新原理，结合传统技术向适用、高效、轻量、少无污染方向不断发展进步的新型电路设计，符合电力电子技术高频化、高效化以及低污染的发展趋势，并将逐步取代晶闸管相控交流调压，它是一种经济型交流调压技术，具有很好的发展前景。

第2章总体设计方案
2.1 交流调压电路的原理
斩波式交流调压电路输入是正弦交流电压，用V1、V2进行斩波控制，用V3、V4给负载电流提供续流通道。

如果斩波器件V1、V2的导通时间为ton，开关周期为T，则导通比α=ton/T,可以通过调节α从而调节输出电压，如下图2-1所示表示交流斩波调压原理的波形图，2-2所示表示斩控式交流调压电路的原理图
图2-1 交流斩波调压原理图
图2-2斩控式交流调压电路原理图
2.2 系统设计总方案确定
本系统设计主要包括三部分电路：主电路、驱动与控制电路、保护电路。

本设计系统要注意控制信号和主电路的电源必须保持同步，主电路主要包括环节有：主电力电子开关与续流管，而我们采用的是MOSFET 作为开关器件，驱动与控制电路中采用的是TL494脉冲调制器控制芯片，而保护电路中我们分别对MOSFET 器件的过压、过流保护，主电路的保护以及检测与控制电路保护等模块。

主电路
单相交流电源过压、过流等保护电路
驱动与控制电路
负
载
输入正弦交流电
图2-3 单相交流调压电路设计总方框图
R L
图4-7u 1
i 1
u o V 1
V 2
VD 1
VD 2
V 3V 4
VD 4
VD 3
第3章主电路设计
3.1 主电路
主回路由Ql—Q3和D1—D3组成的全控整流电路实现对交流输入电压的轿波调压。

当交流输入电压正半周时电流流经VD1、Q3、VD3；负半周时，电流流经VD2、Q3、VD4；Q3始终处于正向电压作用下，当在Q3源栅极之间加入触发信号时，Q3处于开关状态。

调整加在栅极上的脉冲宽度即可调节输出电压的大小。

由于Q3处于开关状态，且VMOS管具有很小的关断时间，只要适当选择较低的饱和压降，Q3的功耗可以做得很小，所以该斩波调压具有较高的效率。

考虑到负载可能为感性的，加了由Q1、Q2及D1、D2组成的续流环节。

当Q3关断时，在电压正半周，Q2导通，Q1关断，流经负载的电流通过Q2、D1续流。

在电压负半周，Q1导通，Q2关断，流经负载的电流通过Q1、D2续流。

为防止Q1、Q 2、Q3同时导通而引起较大的短路电流，对加在Q1和Q2上的触发信号有一定要求，这在过零触发电路中讨论。

图中L1、C1为电源滤波网，以吸收瞬态过程中的过电压，并减少对外线路的干扰。

L2、C2为输出滤波环节，由于本机调制频率取得较高，所以L2和C2只需很小值即可。

其中每个VMOS管都有保护装置。

3.2主电路图
图3-1主电路图
其中Q3的PWM波控制由PWM波发生器通过对给定的调整产生，输出占空比一定的PWM波。

因为功率因数指电压与电流的相位之间的关系，则由波形可以看出，电源电流的基波分量是和电源电压同相位的，即位移因数为1。

另外，通过傅里叶分析可知，电源电流不含低次谐波，只含和开关周期T有关的高次谐波。

这些高次谐波用很小的滤波器即可滤除。

这时电路功率因数接近1。

因为输入电压为220V的交流电，选用耐压值为500V的开关管IRFP450LC，二极管采用快速恢复二极管，C1取0.47uF,其余的选用0.01 uF,电感,电阻未定。

3.3 主电路计算及元器件参数选型
MOSFET的相关参数
当栅源电压仅略大于栅源开启电压时，沟道内的电流的饱和作用将产生一个可观的压降，此时，I D由V GS所控制
g fs=d I D/d V GS=I D/(V GS-V GS(th)）
V DS(on)=R DS(on)I D
f为开关频率、MOSFET最大开关频率为50KHz,则有
Rs=1/（6fCs）≈33Ω;
VDs电流定额按MOSFET通过电流的1/10选择为：0.19A。

2、快速熔断器的选择
快速熔断器用于过电流的保护，它的断流时间在10 ms以内，快速熔断器的熔体额定电流I N按下式选择：
I Tm<=I N<=1.57 I TN
Itm≈2×0.577 I N=2×0.577×200A=230.8A
3、续流二极管选择计算
二极管承受最大反向电压:U=Sqrt(6)*U2=392V 考虑3倍裕量,则U=3*392=1176V,取1200V最大电流按Idn=（1.5~2）Kfb*Id来计算选择。

4、滤波电容选择
C1一般根据放电的时间常数计算，负载越大，要求纹波系数越小，一般不做严格计算，多取2000 uF以上。

因该系统负载不大，故
取C1=2200 uF
耐压1.5UDM=1.5×160=240V取250V
即选用2200uF、250V电容器。

第4章单元控制电路设计
4.1 控制及驱动电路
控制电路是由UC3879芯片来产生PWM波。

移相控制器UC3879集成了全部必要的控制、解码、保护及驱动功能，可独立编程控制时间的延迟，在每只输出级开关管导通前提供死区时间，为每个谐振开关区间里实现ZVS留有余地，总的输出开关频率可达300kHz，保护功能包含欠压锁定、过流保护。

控制及驱动如电路图所示，欠压锁定电平根据UVSE L端状态选定，有两个预定义的阈值：若UVSEL端浮动，则芯片在电源电压超过15.25V启动；若UVSP L端接VIN端，则在10.75V时启动。

采用电压控制型输出，C T信号直接反馈到RAMP端，C T端与地之间接一电容，用以选择所需的开关频率。

R T端与地之间接一可调电阻用以改变输出占空比。

VREF通过一电容接地更好的保证效
果。

SS脚与地之间接一电容设置软启动时间。

CS端接到芯片的输入过压、欠压保护电路。

COMP端接到输出限流保护电路。

OUTA接驱动接输至SQ3。

接至Q3
图3-2 控制及驱动电路
根据设计要求输出电压为0~160V，暂取最大占空比为D max=100% 。

因为R T=2. 5/10mA(1-D max)。

所以取R T=0~100 kΏ。

通过调节R T的大小来改变占空比的大小，从而控制输出电压的大小。

电路的开关频率定为300KH Z，由C T=D max/1.08R T f，取C T=30pF。

UC3879管脚及内部结构如下：
图3-3 UC3879内部结构框图
UC3879各管脚功能简介：
V REF端：内部5V高精度基准电压源的输出端。

其内部设置有短路保护极限值，当输入电源电压VIN低于欠压封锁门限时，内部5V高精度基准电压源将失去稳压功能而无输出。

当内部5V高精度基准电压源低于输出而未达到4.75V时,整个芯片的所有功能都将被关闭。

另外，在构成应用电路时，为了消除芯片内部的高频干扰而获得最佳的稳压效果，该端到信号地之间应该外接一个等效串联和等效串联电感都很小的的容量为0. 1uF 滤波电容。

COMP端：误差放大器的输出端。

该端可以作为整个系统反馈控制的增益级输出端，误差放大器的输出电压在0. 9V以下时就会导致零相移。

由于误差放大器具有一个相对低的电流驱动能力，因此误差放大器可以等效为一个阻抗非常低的电流源。

EA-端：误差放大器的反相输入端。

正常工作时，该端应该连接到输入电源电压VIN端和信号地之间的一个分压器上，该分压器主要用来检测输入电源电压VIN的高低。

另外，由外接元器件构成的补偿环路应连接到该端与COMP端之间。

CS端：过流信号检测端。

该端为芯片内部两个电流故障比较器的正相输入端，该比较器的基准电压由芯片内部设置为固定的2.0V和2.5V。

当该端的电压超过2.0V，
并且误差放大器的相移被限制在一个最基本的周期内。

当该端的电压超过2.5V时，
电流触发器将被触发，输出被关断，一个软启动周期开始。

如果一个2.5V以上的
恒定电压被施加到该端，输出将失去所有的功能而被关断为低电平。

当该端的电压一起保持在2.5V以下时，SS的电压开始上升，紧接着输出便会以零度的相
移开始工作，从而达到不过早将能量释放给负载的条件。

DELSET A-B（C-D）端：输出死区控制端。

在同一桥臂的一对开关管关断和开通期间设置延时时间。

在该引脚与信号地之间并接一个电阻和电容，就可以设置不同的死区时间。

SS端：软启动端。

在该端与地之间连接一电容。

可设置软启动时间。

当VIN脚的电压低于UVLO门限电压，该脚的电压保持为零电压。

当VIN和VREF有效时，该脚电压由内部9uA电流源拉升到4. 8V。

当电流检测端电压超过2. 5V时，该脚电压
也为零。

OUTA~OUTK端：四个输出脚都是图腾柱输出，提供100mA的驱动电流，可以直接驱动场效应管。

每对中的两个输出占空比为50%。

A-B对用心驱动全桥电路的一个桥臂的开管，并且由时钟信号同步。

C-D对则驱动全桥电路的另一个桥臂的两个开关管，它们相对开A-B对输出信号有移相角。

VC端：输出级电源电压。

为输出级及其相关的偏置电路提供电源。

在该脚与电源地PWRGND之间应接一个低ESR/ESL电容器。

V IN端：信号电压。

为芯片内部逻辑与模拟提供电源。

正常工作时应在该脚接入一稳定的12V电压。

为了确保工作正常，在V IN低于UVLO开启电压时，芯片不工作。

在该脚与GND之间连接一低ESR/ESL电容器。

注意：当V IN超过UVLO开户电压时，注入该脚的电流由100uF跳到20mA以上。

如果UC3879不连接一旁路电容，它可能会立即进入UVLO状态。

所以，为了保证能可靠地启动，应接一个足够大的旁路电容。

PWRGND端：电源地。

在电源VC脚和PWRGND脚间接一旁路陶瓷电容。

可将PWRGND 与GND连接于一点，以减少噪声干扰和减少直流压降。

C T端：振荡频率设置端。

当选择好R T以确定最大占空比后，为了用下式确定电容C T 以选择所需的开关频率：C T=
D max/1.08R T f.
在该脚与信号地之间接一高质量、低ESL和ESR的陶瓷电容。

为了保证较高的精度和减少寄生分布的影响，该电容值不能低于200uF，PWM控制信号的频率最高可达到600kH Z。

式中f为所需的开关频率。

UVSEL端：UVLO开户电平设置。

该脚与VIN相连可设置有1.5V之UVLO迟滞的10. 75V开户电压；如果将该脚开路，则设置有6V这UVLO迟滞的15.25V
CLKSYNC端：双向时钟和同步。

该脚作输出时，输出一时钟信号：作输入时，为同步信号引入端。

当多片振荡频率不同的UC3879的CLKSYNC端相连时，它们将同步在其中的最高频率上。

R T端：时钟信号/同步信号占空比设置脚。

UC3879振荡产生一个锯齿波。

锯齿波的上升边由连接在RT与GND之间的电阻和连接在CT与GND之间的电容来决定。

锯齿波的下降边由输出死区时间表决定。

电阻R T选择由所需的最大占空比决定：R T=2. 5/10mA(1-D max).R T可在2. 5kΏ与100kΏ之间选，D max为输出最大占空比。

RAMP端：锯齿波电压端。

是PWM比较器的输入脚。

如果是电压控制模式，则将它连接到CT脚；如果是电流控制模式，则将它连接到CS端，同时将它连接到电流检测电路的输出端。

GND端：信号地。

所有电压老师相对于GND测量的，定时电容C T参考电压U ref和输入信号电压U in的滤波电容都应该直接接于GND。

4.2 输入欠电压电路
如图3-4所示，输入电压经过分压后送到比较器的反相端，比较器的同相端接给定
电压。

输入欠压时，比较器输出高电平。

通过二极管接到UC3879的电流检测端CS ，使UC3879的输出全部关断。

4.3 输出限流电路
为了防止输出电流超过额定电流，控制电路中设置了输出限流电路，如上图所示，该电路采用PI 调节器。

5V 基准电压经电位器RV2分压后作为输出电流限制值给定。

输出电流由磁环构成的电流互感器T201检测。

V in 输
入
到 电流检测端 图3-4 输入欠压保护电路
到 COMP 端
图3-5 输出限流电路
负载的接入或者撤除都可能引起较大的冲击电流，以至于超过IDM 的极限值，此时必须用电流传感器和控制电路使器件回路迅速断开，过电流主要分为：长时间过流运行；短路超时；di/dt 过高等
4.4 输入过压电路
同输入欠压一样，当发生输入过压时，比较器输出高电平。

经二极管接到同输入欠
压电路一样，当发生过压时，比较器输出高电平，通过二极管接至CS 端，关断所有输出。

总电路中，输入欠压、过压经与非门“或”后，再接到CS 端，当任一故障发生时，都可以进行保护。

防止栅源过电压。

如果栅、源极间的阻抗过高，则漏、源极间的电压的突变会通过极间的电容耦合到栅极而产生相当高的栅源尖峰电压。

解决方法是适当降低栅极驱动电路的阻抗，在栅、源极间并接阻尼电阻，或者并接约25V 的齐纳二极管，尤其要防止的是栅级开路工作。

防止漏极过电压。

功率MOSFET 器件关断得越快，产生的过电压就越高。

为此，需要为MOSFET 设置保护电路来吸收浪涌电压，解决办法是加入RC 缓冲电路和针对感性负载的二极管钳位电路。

图3-6 输入过压保护电路
到 电流检测端
V IN 端
4.5 过零检测及续流触发电路
如图3-7所示，交流电压经过变压器变压，因交流信号有正向过零点和负向过零点，故运用一个正向比例器与反向比例器进行两零点与标准零点电压的比较，其输出信号经过光控隔离进行稳压和放大后，分别控制续流装置中的MOSFET 管控制端。

为了防止Q1、Q2两个同时开通，我们采用了互锁，就是说Q1、Q2管
Q1、Q2不可以同时导通，在正半波，开通Q2管续流；在负半波，开通Q1管续流。

4.6 谐波分析
于是感性负载，又不能像直流斩波那样加续流回路，所以要给IGBT 加开通和关断缓冲电路。

高频交流开关控制采用了EPWM 直流等电位调
制技术。

为使波形半波奇对称和四分之一偶对称，以消除付里叶级数中的 余弦项和偶次谐波，使载波比c s
c
f K K f f N ,,3,2,1,4 ===
为三角波频率， s f 为市电工频；调制t U U T t M c
∆∆∆=∆∆=
,为脉冲宽度，c f T 1=∆为三角波周
期、c U 为三角波幅值、U ∆为输出电压的偏差、三角波电压的方程式为：
⎪⎪⎩⎪⎪⎨
⎧≤≤----≤≤----=∆∆∆∆∆∆∆∆T i T i T i t T U T i t T i T i t T U u c c
c 212),212(22
12)1(),212(2 ,3,2,1=i
-+
+12V -12V
+5V
R
-
+
+12V
-12V
+5V
R
-12V
+5V
+15V
-9V +5V
+15V
-9V
Q2
Q1
图3-7过零检测及续流触发电路
输出电压偏差U ∆为采样电压，触发脉冲起点i t 和终点1+i t 的方程式为： U U T T i t U T i t T U c
i i c ∆--=∆=---
∆∆∆∆221
2,)212(2
U U T T i t U T i t T U c
i i c ∆+-=∆=--∆∆+∆+∆2212,)212(211 脉冲宽度U U T t t t c
i i ∆=-=∆∆
+1 式中N
T π
2=∆，各触发脉冲的起点角和终点角的数值为： )1();1(2221M N
M N U U T T c +=-=∆-=∆∆παπα );3(3M N
-=
π
α )3(4M N
+=
π
α
由于PWM 斩波波形是镜对称和原点对称，因此它的付里叶级数中将只包含正弦项中的奇次谐波，即：
t n b u n n L ωsin 1∑∞
== n 为奇数
)(sin sin ()(sin 4
2
1
2
/0
t td n t U t td n u b m
L n ωωωπ
ωωπααπ⋅∆=
=
⎰
⎰
))(sin sin 4
3
+⋅+⎰
t td n t ωωωαα
经计算，当1±=KN n 时()3,2,1 =K
)(sin sin 4)
()
(12
3
,11t td n t U b M P N
M P N
N
P m
KN n ωωωπ
π
π
⋅=
⎰∑+--=±=
πKM KM
U m
sin -
= 当1±≠KN n 时，01=±≠KN n b
对于基波，1=n
))(sin )(sin (422143
2
1
++=⎰⎰t td t td U b m ωωωωπαααα
m m M P N
M P N
P m
MU N
M T U t td U =⋅=
=
∆+-∞
=⎰∑)4
2(4)(sin 42)
()
(3
,1πωωπ
π
π
t MU u m Le ωsin = t KN KM K U m
K ωππ
)1sin(sin 1±⋅-∑
∞
= 由以上式可知，N 越大谐波频率越高。

采用很小的LC 滤波器就可以滤掉Le u 中的所有高次谐波。

根据设计要求输出电压为0~160V ，暂取最大占空比为Dmax=100% 。

因为RT=2. 5/10mA(1-Dmax)。

所以取RT=0~100 k Ώ。

通过调节RT 的大小来改变占空比的大小，从而控制输出电压的大小。

电路的开关频率定为300KHZ ，由CT=Dmax/1.08RTf ，取CT=30Pf
记录：PWM 的频率非常的高，在1.2KHz 左右，通过示波器看到斩波控制的效果很好，调节PWM 波的占空比可调节输出电压，占空比大，则白炽灯泡越亮，反之则暗。

②接入电阻、电感性负载，（即与白炽灯串接一个电感作为负载）重复上述实验步骤记录：接入电感后，调节PWM 占空比，都不亮。

注意事项双踪示波器有两个探头，可同时测量两路信号，但这两探头的地线都与示波器的外壳相连，所以两个探头的地线不能同时接在同一电路的不同电位的两个点上，否则这两点会通过示波器外壳发生电气短路。

为此，为了保证测量的顺利进行，可将其中一根探头的地线取下或外包绝缘。

第5章 总结与体会
通过电力电子课程设计，我学会了新的思考方式，电力电子的核心是研究开和关两
种状态，而我们采用UC3879产生触发脉冲，让新型开关器件MOSFET实现动作，而本次课程设计中得到的收获有：
1.通过查阅相关资料，掌握新型芯片UC3879基本原理，运用visio软件画标准的电路图，
这样让自己慢慢掌握设计的基本思维过程；
2.对电力电子电路设计要采用保护电路，所以电路设计过程中要将电路考虑清楚，运
用分模块进行实现，针对每个模块进行设计，这样就能化繁为简，有利于自己设计系统；
而在设计过程当中也发现了一些自己存在的不足，需要自己以后的学习过程中多加注意，每个设计的思路都存在着一定的思维模式,要弄懂思维的过程，这样才有利于培养自己设计的基本思路。

自己对设计过程当中一些主电路的计算还相对比较陌生，而平时较少接触保护电路，对保护电路的设计也考虑有所欠缺。

总之，通过这次的课程设计，让自己对电力电子知识点进行总结回顾，也接触到相关的电力电子知识的充分利用，这些对自己来说只是一个开始，今后应该多接触这方面的电设计，在头脑中形成总体思路，有利于自己今后其他课程的学习。

总电路图
UC3879
参考文献
1．石玉栗书贤．电力电子技术题例与电路设计指导．机械工业出版社，1998
2．王兆安黄俊．电力电子技术（第4版）．机械工业出版社，2000 3．浣喜明姚为正．电力电子技术．高等教育出版社，2000
4．莫正康．电力电子技术应用（第3版）．机械工业出版社，2000 5．郑琼林．耿学文．电力电子电路精选．机械工业出版社，1996 6．刘定建朱丹霞．实用晶闸管电路大全．机械工业出版社，1996 7．刘祖润胡俊达．毕业设计指导．机械工业出版社，1995
8．刘星平．电力电子技术及电力拖动自动控制系统． 1999
电气信息学院课程设计评分表
评价
项目
优良中及格差设计方案合理性与创造性（10%）
硬件设计及调试*情况（20%）
参数计算及设备选型情况*(10%)
设计说明书质量(20%)
答辩情况(10%)
完成任务情况(10%)
独立工作能力(10%)
出勤情况(10%)
综合评分
指导教师签名：________________
日期：________________
注：①表中标*号项目是硬件制作或软件编程类课题必填内容；
②此表装订在课程设计说明书的最后一页。

课程设计说明书装订顺序：封面、任务书、目录、正文、评分表、附件
（非16K大小的图纸及程序清单）。