SC-FDMA
SC—FDMA关键技术论述
SC—FDMA关键技术论述作者：韩刚景丹玉来源：《数字技术与应用》2017年第01期摘要：本文结合SC-FDMA技术的基本理论和结构进行不同的研究，从频域均衡、信道容量等方面进行详细的比对，希望能够给予读者更加直接的了解和认知，从而对我国电子科技的发展做出贡献。
关键词：SC-FDMA；单载波频域均衡；技术论述中图分类号：TN929.5 文献标识码：A 文章编号：1007-9416（2017）01-0233-011 SC-FDMA系统的基础性理论1.1 SC-FDMA系统模型分析SC-FDMA和OFDMA技术的系统框图类似，具有传统数据调理的基本功能，根据相关的特性分析，SC-FDMA技术相比OFDMA多一个DFT处理过程，因此SC-FDMA技术的发送和接收结构更加具有扩展化，而且相比传统的接收处理技术而言，SC-FDMA频域产生信号的方式更加独特和稳定，采用DFT S-OFDMA信号方式；SC-FDMA技术是基于数据库的数据调制和处理，传输方式属于分集方式，信号通道的均衡处理和CP相似，但是二者在寄售短的检测梳理和符号调制方式上有着很大差别，OFDMA并行同步数据符号需要集体化进行，而SC-FDMA技术的每个符号要根据数据需求分成若干个小的数据块，然后根据数据特性和其他的符号数据块进行顺序组合，这样多组合的方式能够保障信号的正确性。
1.2 SC-FDMA的帧结构分析在科学技术快速发展的趋势下，当前LTE物理层技术研究的项目主要针对频分双工和时分双工两种方式，根据通信协议要求，SC-FDMA技术中的基本性能与FDD和TDD具有很强的适应性，而且每个子帧直接能够有很好的协调性；3GPP中的SC-FDMA一帧为10ms，20个子帧为一组进行，根据相关数据分析，为了能够更好的维持效率，要在每个数据块钱添加循环前缀。
SC-FDMA技术中不同的宽带下的FDD子帧结构对应的数据参数不同，每个采样点代表着FFT的打小内存，根据不同的信号传输要求，在3GPPLTE上行的链路传输中，很多子载波的传输频率控制使用，被称作“保护频带”。
SC-FDMA报告
SC-FDMA学习报告多址技术是指处于不同地点的多个用户接入一个公共用户的传输媒质实现各个用户之间相互通信的技术。
复用技术是指在一条物理通信线路上建立多条逻辑通信信道，同时传输若干路互不相干的信号技术。
多址接入的过程需要采用复用技术，通过使用不同的多址方案，可以将多个信号复合，复合后的信号经过无线信道传输后在接收端再进行信号分离。
在宽带无线通信系统中，由多径传输引起的频率选择性衰落会引起符号间干扰，严重影响通信的可靠性。
目前最有效的解决方案有两种，频分复用技术（OFDM）和带频域聚的单载波调制技术（SC-FDE）。
SC-FDMA多址技术融合了OFDM和SC-FDE的优点。
1 LTE上行采用SC-FDMA的原因（即技术特点）LTE的上行多址接入选择了单载波频分多址（Single-Carrier Frequency Division Multiple Access，SC-FDMA）方案。
为什么没有沿用UMTS（国际标准化组织3GPP制定的全球3G标准之一）上行技术：（1）相对于UMTS采用的DS-CDMA（直接序列码分多址），SC-FDMA主要优点是可以使小区内多用户保持正交，避免用户间的较强干扰从而可以保证系统容量以及利用自适应调剂技术。
（2）此外DS-CDMA场景下单个终端使用多码传输时PAPR/CM(峰值/平均功率比,PAPR是由于多载波在频域叠加引起)会显著增大。
（3）C-FDMA技术结合了SC-FDE技术的低PAPR值和发送端复杂较低等优点。
为什么没有沿用LTE下行技术：（1）没有采用OFDM原因是OFDM会带来较大的PAPR，这是终端功率放大的设计带来很大的麻烦。
（2）SC-FDMA结合了OFDM技术抗多径衰落。
（3）SC-FDMA多址技术相对于OFDMA多址技术增加了一个DFT预编码的过程，因此可以看作是基于DFT（傅里叶变换）的OFDMA多址技术。
【注：OFDM的缺点主要有两个：①对信道产生的频率偏移和相位噪声很敏感；②信号PAPR/CM （峰值功率和平均功率的比值）较大，这将会降低射频功率放大器的效率。
SC-FDMA_系统的MMSE-FSE_算法分析
doi:10.20149/ki.issn1008-1739.2024.01.016引用格式:孙亮亮,任颖.SC-FDMA 系统的MMSE-FSE 算法分析[J].计算机与网络,2024,50(1):89-94.[SUN Liangliang,REN Ying.Analysis of MMSE-FSE Algorithm in SC-FDMA System[J].Computer and Network,2024,50(1):89-94.]SC-FDMA 系统的MMSE-FSE 算法分析孙亮亮,任㊀颖∗(北京跟踪与通信技术研究所,北京100094)摘㊀要:单载波频分多址(Single-Carrier Frequency Division Multiple Access,SC-FDMA)系统均衡器的输入信号通常是按符号间隔进行采样的,其对抽样时间十分敏感㊂在短波波段,由于多径反射显著,当多径延时接近符号周期长度时,对抽样时间敏感的缺点会被放大㊂针对短波信道的特征,研究了SC-FDMA 系统的分数间隔均衡器(Fractional Spaced Equalizer,FSE)模型,通过与符号间隔均衡器对比发现,虽然符号间隔均衡器可以补偿接收信号的频率响应,但其对短时延衰落信道的补偿效果较差;FSE 对于抽样时间的选择不敏感,在多径信道下能够获得更好的性能㊂链路仿真结果表明,在短时衰落信道环境下,FSE 的译码性能比符号间隔均衡器有最大1.5dB 的增益㊂关键词:无线通信;多径信道;单载波频分多址;分数间隔均衡器;最小均方误差中图分类号:TN914.51文献标志码:A文章编号:1008-1739(2024)01-0089-06Analysis of MMSE-FSE Algorithm in SC-FDMA SystemSUN Liangliang,REN Ying ∗(Beijing Institute of Tracking and Telecommunications Technology ,Beijing 100094,China )Abstract :The input signal of a Single-Carrier Frequency Division Multiple Access (SC-FDMA)system equalizer is generallysampled at symbolic intervals,and the symbol spaced equalizer is sensitive to the sampling time.In the shortwave band,due to strongmulti-path reflection,the shortcomings of being sensitive to the sampling time are magnified when the multi-path delay is close to the length of symbol period.According to the characteristics of the shortwave channel,the Fractional Spaced Equalizer (FSE)model of theSC-FDMA system is analyzed.By comparing FSE with the symbol spaced equalizer,it is found that although the symbol spaced equalizercan make up for the frequency response of the received signal,its compensation effect is still not good for short-delay fading channels,while FSE is insensitive to the selection of sampling time,which can achieve better performance in multipath channels.The linksimulation results show that,in the short-term fading channel environment,FSE can improve the decoding performance by 1.5dB compared to the symbol interval equalizer.Keywords :wireless communication;multi-path channel;SC-FDMA;FSE;minimum mean square error收稿日期:2023-11-140㊀引言在短波通信(频率3~30MHz)中,天波在传播过程中被电离层反射之后,不需要中继站就能实现远距离通信㊂在通信领域,其具有无可替代的地位㊂尽管当前无线电通信系统不断推陈出新,短波这一传统的通信方式仍然受到普遍的重视[1]㊂短波通信因其通信距离远㊁抗毁性强㊁使用方便㊁价格低廉与组网灵活等优点,在救灾领域以及山区㊁戈壁㊁海洋等地区广泛应用[1-2],但是短波通信也有噪声大㊁稳定性差等不足㊂短波通信的现代化改造主要方向是提高可靠性㊁容量及抗干扰能力[3-4]㊂短波通信的信道环境复杂且不稳定,会受到多径干扰㊁信道衰落等不利因素的影响[5-8]㊂当传输速率提高时,系统对采样点更敏感,因此需要研究与短波信道适配的均衡算法[9]㊂接收机的同步一般以首达径为基准,但是由于存在多径时延的不确定性,不能确保所有路径的位置都为采样点㊂假设系统采用传统的符号间隔均衡方式,多径时延为τ,符号速率为f ㊂当以首达径为基准进行同步后,次达径的位置与首达径的位置相差Δ=f τ㊂若Δ为整数,则首达径和次达径相差整数倍的符号间隔,此时如果以首达径为同步位置,次达径也在采样点上,均衡的结果相对来说比较理想㊂但当Δ不是整数倍的采样间隔时,次达径的位置会偏离采样点,均衡性能下降㊂对于高速的数据传输系统而言,这一误差会更为明显㊂均衡算法一般是利用符号间隔进行采样的㊂符号间隔均衡器对于抽样时间的选择十分敏感㊂虽然其能够在一定程度上补偿接收信号的频率响应,但是其对短时延衰落信道的补偿效果较差,而分数间隔均衡器(Fractional Spaced Equalizer,FSE)[10-11]很好地解决了这个问题㊂FSE以高采样率对输入信号进行抽样,最佳的FSE与符号间隔均衡器和匹配滤波器的组合效果接近[12]㊂FSE有较高的采样率,能够补偿更大的带宽㊂当传输速率较高时,如果信道的带宽受限,FSE具有很好的补偿增益[13]㊂除此之外,FSE对于定时相位不敏感㊂对于延时严重失真的信道,FSE仍具有很大的优势㊂文献[14]对FSE 改善符号间干扰抑制能力进行了测量分析㊂本文研究的系统工作在短波频段,使用单载波频分多址(Single-Carrier Frequency Division Multiple Access,SC-FDMA)技术㊂本文在SC-FDMA系统模型的基础上,根据分数间隔的思想,给出了一种基于最小均方误差(Minimum Mean Square Error,MMSE)优化准则[15-16]的T/2FSE,并详细说明了其工作原理㊂利用数值仿真,模拟了不同多径时延的场景,评估了1/2分数间隔MMSE均衡器方法的性能㊂仿真结果表明,在仿真信道条件下,FSE比传统符号间隔均衡器的性能最大提高了1.5dB,充分说明FSE 可以有效抑制由多径衰落造成的信号失真影响,提升接收机性能㊂1㊀系统参数本文研究的SC-FDMA系统参数如表1所示㊂表1㊀单载波模型参数参数取值工作频段/MHz20~30调制符号速率/(符号/秒)2400编码方式3/4LDPC调制方式64QAM加扰方式比特加扰交织长度/s 4.8信道多径数量L2衰落/(Hz/s)1帧长288符号(循环前缀32,数据符号长度256)发送侧IFFT长度为256,循环前缀长度为32,物理层帧结构如图1所示㊂图1㊀物理层帧结构未知数据越长,传输效率就越高,但未知数据的解调依赖于训练序列对信道的估计结果,因此训练序列的选择和设计是信道估计的关键技术㊂Zadoff-Chu序列是CAZAC的特例,由于其具备很好的自相关特性[17],可以代替UW作为训练序列使用㊂2组长度16的Chu序列重复组成长度32的循环前缀,前一个序列的后面接未知数据,起到保护间隔的作用㊂后一个序列可作为训练序列进行信道估计㊂由于系统编码方式为LDPC[18],其主要译码算法包括软判决译码[19]㊁硬判决译码和混合译码㊂软判决译码同时利用了软信息表征判决可靠性的幅度信息和符号信息进行迭代译码㊂软信息中有大量的信道信息,软判决译码充分利用了这些信道信息,可以提高译码的性能㊂综合而言,在3种LDPC译码算法中,软判决译码是最复杂的,但其对信道信息的利用率最高,译码性能也是最好的㊂因此,本文采用软判决译码算法,需要获得均衡后的信号的软信息㊂系统利用自相关方法得到训练序列处的信道冲激响应,再利用该未知数据前后各2块Chu序列的信道响应,用三阶插值方法求出该未知数据处对应的信道冲激响应㊂系统使用Turbo迭代均衡算法,Turbo 均衡是一种软输入软输出(Soft Input/Soft Output, SISO)模型,结合了均衡与译码,通过软信息在译码模块与均衡模块之间的交换来降低符号间干扰(Inter-Symbol Interference,ISI),提升系统性能㊂在进行第一次均衡时,因为没有先验的信息,因此,采用MMSE准则进行均衡㊂在后续迭代中,采用上一次均衡译码结果的先验信息,利用SIC准则进行均衡[20]㊂Turbo算法是基于软干扰抵消(Soft Interference Cancellation, SIC)的一种均衡算法,其为基于MMSE准则的一种特例[20]㊂利用SIC算法对输入信号进行MMSE估计的前提条件是先验信息完全正确[21]㊂2㊀算法设计2.1㊀MMSE/SIC准则基于MMSE最佳估计等效于线性滤波,假设滤波器的长度为N,N1及N2为因果部分和非因果部分㊂N =N 1+N 2+1,滤波系数为c k ,n ,n =-N 1,-N 1+1, ,N 2㊂将多径信道模型改写为矩阵形式,则有:y k =Hx k +ωk ,(1)式中:y k ≜[y k -N 2,y k -N 2+1, ,y k -N 1]T ,x k ≜[x k -M 2-N 2,x k -M 2-N 2+1, ,x k +M 1+N 1]T ,y k ㊁x k 为(N +M -1)ˑ1维发送信号,其中M 为信道的阶数,M =M 1+M 2+1,M 1与M 2分别为信道抽头的因果部分及非因果部分;ωk ≜[ωk -N 2,ωk -N 2+1, ,ωk +N 1]T 为噪声,H 为N ˑ(N +M -1)卷积形式的信道矩阵㊂H ≜h Hr h H r ⋱h H r éëêêêêêùûúúúúú,(2)式中:h r 为信道的反转形式㊂h r =[h M 2,h M2-1, ,h -M 1]H ㊂定义均方误差为MSE =E (x^k -x k 2),则由均方误差的最小化,可以得到对x k 的最佳估计为:x^k =E x k ()+Cov x k ,y k ()Cov y k ,y k ()-1y k -E y k ()()㊂(3)用矩阵形式表示为:x ^k =σ2x s H H H σ2ωI N +HV k HH +(σ2x -v k()Hss H H H )-1y k -H x -k +x -k Hs (),(4)式中:x -k ≜x -k -M 2-N 2,x -k -M 2-N 2+1, ,x -k +N 1+M 1[]H ,V k ≜diag(v k -M2-N 2,v k -M2-N 2+1, ,v k +M1+N1),s ≜[01ˑN 2+M 2(),1,01ˑN1+M 1()]T ㊂在调制信号功率归一化之后,首次均衡因为没有先验信息,可假设对所有的k ,满足x -k=0,∀k 和v k 为1,∀k 此时的MMSE 滤波系数为:c k =σ2x σ2ωI N +HV k H H+(σ2x -v k()Hss H H H )-1Hsv k=1,∀k=σ2ωI N +HHH ()-1Hs ,(5)式中:s ≜01ˑN 2+M 2(),1,01ˑN 1+M 1()[]T ㊂滤波过程可表示为:x ^k =c H k y k -H x -k +x -k Hs()㊂(6)基于SIC 的Turbo 均衡算法:c k =σ2x σ2ωI N +HV k H H+(σ2x -v k()Hss H H H )-1Hsv k=0,∀k=σ2xσ2ω+E h σ2xHs ㊂(7)2.2㊀FSE 工作流程FSE 利用比符号速率1/T 更快的速率对信号进行采样,缩短了均衡器抽头之间的间隔,使其为符号时间间隔的分数间隔㊂常见的FSE 系统框图如图2所示㊂图2㊀FSE 系统框图假设h (t )表示线性时不变系统的成型滤波器和信道,w (t )为基带加性高斯白噪声,则基带接收端接收到的信号可以表示为:y (t )=ðɕn =-ɕx nh (t -nT -τ)+w (t ),(8)式中:x (n )为符号序列,T 为符号间隔,τ为任意时间延迟㊂在接收端,对接收信号使用T /2的采样间隔进行采样,接收到的序列可以表示为:y kT 2()=ðɕn =-ɕx n h k T 2-nT -τ()+w k T2()㊂(9)T /2间隔的FSE 出端可以写成接收端的信号与滤波器的卷积:x^k =ð2N -1i =0c iy (k -i )T2()㊂(10)为了简化抽头系数的计算,FSE 有2种不同的离散时间模型:多速率模型及多信道模型,分别说明了FSE 的空间及时间分集㊂因为这2种模型是等价的,因此本文只分析多信道模型,其原理框图如图3所示㊂图3㊀FSE 多信道模型原理框图假设只保存了2倍下采样时的偶数抽头的序列,则接收信号表示为:r even n=x^2n =ð2N -1i =0c iy nT -iT 2()=ðN -1i =0c 2iy ((n -i )T )+c 2i +1y (n -i )T -T2()(),(11)reven n=ðN -1i =0c 0i y0n -i+c 1i y 1n -i(),(12)式中:c 0i =c 2i ,c 1i =c 2i +1,y 0i =y (nT ),y 1n=y nT -T 2()㊂c 0i 和c 1i 分别表示偶数序列和奇数序列的子均衡器,y 0n和y 1n分别表示接收到序列的偶数部分和奇数部分㊂接收信号的偶数序列和奇数序列的符号间隔信道冲激响应分别为h 0n =h (nT -τ)及h 1n =h (nT -T /2-τ),对应的信道噪声分别为w 0n=w (nT )及w 1n=w ((2n -1)(T /2))㊂将接收信号改写为:y 0n =ð1x 1h 0n -1+w 0n ,(13)y 1n =ð1x 1h1n -1+w 1n ㊂(14)由于在信道的冲激响应中已经考虑了信道任意延迟τ,偶数和奇数的子信道定义不具有实际意义,仅存在符号上的区别㊂因此可以舍弃r even n 的偶数标号,用r n 表示符号间隔输出,此时接收信号表达式如下:㊀㊀r n =ðN -1i =0c 0i ð1x 1hn -i -1+w 0n -i ()+ðN -1i =0c 1ið1x 1h1n -i -1+w 1n -i ()=x n ∗c 0n ∗h 0n +c 1n ∗h 1n ()+c 0n ∗w 0n +c 1n ∗w 1n ,(15)式中:∗代表卷积㊂由式(15)可知,r n 是2个符号间隔均衡器的叠加结果㊂3㊀仿真分析本文所采用的系统整体结构如图4所示㊂图4㊀系统框图㊀㊀数据在发送端进行了4倍的上采样,假设上采样之后,在每4个样点中,第一个样点位置为最佳的采样位置,则在接收端进行2倍下采样时存在2种情况:从奇数点采样及从偶数点采样㊂本文通过数值仿真,分析了2种情况下的FSE 以及最佳采样位置处的符号间隔均衡器,如图5所示,从奇数点开始采样的FSE 等效于偏差最大采样符号间隔均衡器和最佳采样的组合,而从偶数点开始采样则与2个非最佳采样符号间隔均衡器的叠加等效㊂仿真设置了3种信道模型,多径数目均为2,在3种模型中,两径到达时间差分别为1.9㊁2.0㊁2.1ms,首达径和次达径的功率相等,符号速率及采样速率分别为2400符号/秒㊁9600Hz,则两径延时对应的采样点数分别为18㊁19㊁20㊂假设系统在首达径位置进行了准确的位同步,下采样之后,τ在 2.1~1.9ms 变化过程中,符号间隔均衡器首达径一直处于最佳采样点上,而第二径由采样点位置逐渐偏离㊂在τ=1.9ms 时偏离至2个最佳采样点正中间位置,此时对应的偏差达到最大值;对于FSE,由于其等价于2个符号间隔均衡器的叠加,τ在2.1~1.9ms 的变化过程中,存在2种情况:2个非最佳采样均衡器的叠加和最佳采样与偏差最大采样均衡器叠加㊂系统仿真计算误码率的基数是1000帧,仿真结果如图6所示㊂由图6可以看出,τ=2.1ms 时性能最好;τ=2.0ms 时,性能略有下降;τ=1.9ms 时性能下降十分明显,与其他2种情况相差约1dB㊂由此可知,误码率随着采样点和次达径的偏离增大而增大㊂在仿真时,由于已经精确地同步了首达径,因此在符号间隔均衡中,无法利用精确的位同步来避免该问题㊂图5㊀FSE采样时间图6㊀符号间隔均衡器在不同时延下的BER㊀㊀此外,系统采用的是多信道模型,即FSE 等效于2个符号间隔均衡器输出的叠加㊂仿真结果如图7所示㊂图7㊀FSE1(奇)在不同时延下的BER (X )由图7可知,随着τ的变化,FSE 接收机的误码率并没有明显的改变,FSE 对多径时延不敏感,由此也证实了FSE 对采样点误差不敏感㊂与符号间隔均衡器最好的性能(τ=2.1ms)相比,FSE 带来的解调译码性能改善约0.5dB@BER =10-4;与符号间隔均衡器最差的性能(τ=1.9ms)相比,FSE 带来的解调译码性能改善约1.5dB@BER =10-4㊂通信接收机满足2倍符号采样率,使用2倍符号采样率的FSE 均衡器并不会增加射频前端和ADC 的成本,MMSE 均衡模块的计算复杂度和信道估计模块比符号间隔均衡器提高1倍,导致基带处理资源的开销增加了大约5%㊂4㊀结束语FSE 的时域采样率比符号间隔均衡器更高,其频率响应的带宽也更宽,能够解决高频区间的频响失真问题㊂在短波信道场景,FSE 均衡器对于多径时延较小的信道效果显著㊂通过对SC-FDMA 系统的分析可知,FSE 均衡器能够提升复杂多径信道接下收机性能,其他通信系统也可以参考SC-FDMA 系统的方法㊂参考文献[1]㊀王金龙,陈瑾,徐煜华.短波通信技术研究进展与发展需求[J].陆军工程大学学报,2022,1(1):1-7.[2]㊀ELIARDSSON P,AXELL E,STENUMGAARD P,et al.Military HF Communications Considering UnintentionalPlatform-generated Electromagnetic Interference [C ]ʊ2015International Conference on Military Communica-tions and Information Systems (ICMCIS).Cracow:IEEE,2015:1-6.[3]㊀刘运红.短波通信链路建模与性能分析[D].成都:电子科技大学,2018.[4]㊀陈立伟,谭志良,崔立东.基于短波跳频电台的抗干扰算法的实现[J].计算机测量与控制,2015,23(11):3721-3723.[5]㊀梅天凤.OFDM应用在短波通信中的信道估计技术的研究[D].武汉:华中科技大学,2007.[6]㊀LI W,RUAN L,XU Y F,et al.Exploring Channel Diversityin HF Communication Systems:A Matching-potential GameApproach[J].China Communications,2018,15(9):60-72.[7]㊀WATTERSON C,JUROSHEK J,BENSEMA W.Experi-mental Confirmation of an HF Channel Model[J].IEEETransactions on Communication Technology,1970,18(6):792-803.[8]㊀ITU.Testing of HF Modems with Bandwidths of Up toAbout12kHz 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LTE上行链路SC-FDMA频域均衡技术概述
3.1 线性均衡
由于最大似然概率译码（ML）具有很大的计算复杂度，研究人员提出线性 均衡算法，因为 MMSE/ZF 均衡算法只需矩阵求逆运算，因此具有较低的计算复 杂度。
1) MMSE/ZF
在文献[3]中， 作者提出基于先验信息的 MMSE 软输出均衡， 在和 MAP 算法 性能相差不大的情况下，大大减低了检测的计算复杂度；由于普通 MMSE 算法 在每计算一个码片的每一位时都需要计算一次均衡的系数，作者又提出一种 low-complexity MMSE solution，避免了频繁的系数计算。 文献[4]提出将 QR 算法作为 LTE 上行检测算法的辅助算法， 仿真结果说明采 用 QR 辅助算法的 ZF/MMSE 性能优于常规的 ZF/MMSE。文献[5]提出一种基于 Givens 旋转的可并行实现的排序 QR 分解方法，提高硬件的并行执行度。
1.
前言
在 LTE 系统中，已经将 OFDM 作为下行的多址技术，而 SC-FDMA 技术作 为上行链路的多址技术。对于 SC-FDMA 技术，又分为是采用频域实现和采用时 域实现；如果采用频域实现，则对应为 DFT-S-OFDM，如果采用时域实现，则 对应 SC-FDE/IFDMA，之所以采用 SC-FDMA 是因为它相对于 OFDM 有更低的 PAPR， 更适用于减少移动终端的功耗； SC-FDMA 和 MIMO 技术组合使用是 LTE 系统的重要特点， 使得系统的容量大大提升，因此基站的接收技术便成为一个研 究的热点。 在 GSM 系统中， 随机接入信道的主要作用是初始接入。 对于 GPRS 和 EDGE 系统，由于基于分组交换的数据传输功能的增强，RACH 不仅仅作为初始接入， 同时也作为数据传输的竞争信道。在 LTE 中，一些新的特性会影响到 RACH， 比如分组传输(包括实时数据)将会在分组交换域进行，用户平面数据则大部分在 共享信道传输，协议状态的数目也需要减少。本文着重研究 LTE 上行 RACH 信 号检测算法的并行化实施方案，具体内容详见后续部分。 在信号的实际传输过程中，由于信道的频率选择性衰落引起的符号间干扰 (ISI)影响了信息传输的可靠性。 通常采用高性能信道编码和均衡技术来抵抗和补 偿 ISI，而传统的均衡器和信道译码器是相互独立的，必然影响译码性能，即使 信道交织与编码能够克服误判传播，也只能获得极为有限的增益。近年来，受到 Turbo 码译码思想的启发，出现了将均衡和译码联合处理的 Turbo 均衡技术，将 软信息在均衡器和信道译码器之间迭代传递，直到收敛为止。 常用 Turbo 迭代检测算法有基于最大似然(ML)准则的检测、 基于最大后验概 率(MAP)准则的检测、 使用软干扰抵消(SIC: Soft interference cancellation)的检测、 基于最小均方误差(MMSE)准则的线性检测和基于 MMSE 准则的判决反馈 (MMSE-DFE: Decision feedback equalization)检测等。 本文对针对 RACH 信号检测，Turbo 均衡和 Turbo SIC 三大关键频域均衡技 术的研究现状进行了调研。文章的具体结构如下：第二部分介绍了 RACH 信号 的已有时域和频域检测方案， 第三部分给出 Turbo 均衡和 Turbo SIC 的文献综述.。
SCFDMA
LTE不采用OFDM做上行，而采用SC-FDMA的主要原因是为了降低峰均比，一般的解释是SC-FDMA最后发送的时域上的数据而不是频域上的数据，因此PAPR会很低，但是为什么时域上的数据的PAPR就低呢？等同于单载波，PAPR当然低，关键的区别在于OFDM每个子载波上的相位是随机的，能量是固定的，而SC-FDMA的所谓的子载波上相位是有规律的，能量是不一样的，所以它在叠加之后，其实相当于串行发送首先SC-FDMA调制后信号是时域信号，本身这个时域信号就是QAM调制信号（PAPR 很低，都归一化在1附近了），经过M点的DFT后，变换至频域上，然后映射至N点FFTsize中的M点上，其中映射方式可以集中式或者分散式的。
然后再经过N点的IFFT再变换至时域上。
其中对于分散式映射，IFFT之后的时域信号相当于DFT之前时域信号的重复(N/M，假设能整除)，所以其PAPR也会很低；对于集中式映射，相当于在频域上边带添0，这样IFFT之后的时域信号相当于对DFT 之前时域信号进行插值，由于原来的时域信号的PAPR低，所以插值之后时域信号的PAPR依然很低。
OFDMA 称为多载波，是因为在时域上，调制完了以后，N 个符号同时传输的（每一个子载波传输负责一个符号的传输，所以符号的周期是延长了N倍）。
而SC-FDMA, 虽然N个符号是一起调制的，但是他们是一个接着一个传送的，这就像我们普通的FDMA一样。
yiOFDMA 有较高的PAPR，这是因为，经过了IFFT 以后，每一个时域上的符号是那N个符号(这N 个符号是来自QPSK, 16QAM, 64QAM modulation )经过phase rotation的和（这个是由IFFT的那个公式来的）。
这样，如果N足够大，通过中心极限定理，那每一个传输的符号就趋近于复高斯分布，幅度趋近于瑞利分布。
瑞利分布有无限大的尾部，就是幅度的大小可以趋近于无穷大（尽管概率很小）。
（十九）OFDM和OFDMA的区别以及OFDMA与SC-FDMA的区别
（⼗九）OFDM和OFDMA的区别以及OFDMA与SC-FDMA的区别OFDM和OFDMA的区别OFDM（orthogonal frequency division multiplexing)，which assigns one block (in time ) to one user,OFDMA (orthogonal frequency division multiple access), which assigns different groups of subcarriers (in frequency) to different users.即：OFDM将所有K个⼦载波⽤于承载⼀个⽤户的数据包，在某⼀时隙，只有⼀个⽤户在该载波上可以发送数据，如果该载波需服务于多个⽤户，则需排队。
OFDMA则可以在同⼀时隙将不同的⼦载波分给不同的⽤户。
Now, the figures below maybe help you to understand the two communication techniques.OFDMA与SC-OFDMA的区别3GPP定义的LTE空中接⼝，在下⾏采⽤OFDMA（正交频分多址）技术，在上⾏采⽤的SC-FDMA（单载波频分多址）。
相⽐OFDMA，SC-FDMA的PAPR（峰值/平均功率⽐，peak-to-average power ratio）⽐低1-3dB左右（PAPR⾼是OFDM的多载波在频域叠加引起的），从⽽提⾼移动终端的功率发射效率，并延长电池的使⽤时间，降低终端成本。
SC-FDMA Scheme ⽐OFDMA 多了DFT@TX (或IDFT@RX). 图标黄block.因此SC-FDMA也被叫做线性预编码OFDMA技术从上图例⼦看出，发1个OFDMA Sym就并⾏发⼀次, ⼀次持续时间66.7us. ⽽发SC-FDMA Sym要串⾏发4次, 4次加⼀起也是66.7us，每⼀次发⼀个60kHz带宽的modulation symbol.也就是右图正⾯先发的深灰⾊4个峰连⼀起的BW，然后是灰⾊，然后深蓝然后蓝.Following points summarizes difference between SC-FDMA and OFDMA from the figure-1.• OFDMA transmits 4 qpsk symbols in parallel, one data symbol per subcarrier. SC-FDMA transmits qpsk symbols in the series but at 4 time the rate compare to OFDMA. Here qpsk symbol occupy much wider bandwidth about M x 15KHz where M is no. subcarriers.• From the figure it is imperative that OFDMA is multi-carrier system with one data symbol carried over by one subcarrier; while SC-FDMA is a single carrier system where in each qpsk symbol is carried by one much wider bandwidth subcarrier. Refer difference between SC vs OFDM page to understand concepts of Single Carrier(SC) vs OFDM。
SC-FDMA是什么
SC-FDMA是什么？OFDM（正交频分复用）要数是LTE中最核心的概念了，个人认为这“最”没有之一。
LTE系统的下行多址方式在其基础上的OFDMA，而上行则是采用了一个乍一眼看起来跟它很像的字母串，也就是本文的主角SC-FDMA。
在探寻主角之前，先回顾下OFDMA的两个属性。
第一、正交性很多教程介绍OFDM的时候都会用下面的图，OFDM频谱的特殊的组合方式是正交性的体现。
除此之外，其实这幅图还有些值得挖掘的东西。
左图中的每个频域形状对应的时域形状便是矩形波，便是我们的数字信号。
而右图中这种既能紧密组合又能完好分解的方式便体现了OFDM的正交性。
这就告诉我们LTE中是应用OFDM做好了“组合与分解”的工作（感谢孙宇彤老师的视频教程），更进一步说OFDM中那个关键的部分——IFFT/FFT便是完成这个工作的途径。
所以，我们可以说OFDM的正交性是由IFFT/FFT完成的，这种正交性保证了信息能组合并能分解。
第二、多载波下行中OFDMA的多载波概念是理解上行SC-FDMA单载波概念的关键。
这个概念，我觉得应该从传输的效果上来看，更进一步说便是究竟是“并行“还是”串行“传输。
OFDMA的传输每个子载波均是并行传输不同的OFDM符号，所以它是多载波，而SC-FDMA的单载波则与之不同。
回顾完OFDMA的两个属性，我们就可以开始对比看看SC-FDMA的内涵了！第一、单载波特性在第一次看到SC-FDMA的时候，脑子里千万个草泥马在奔腾：为什么OFDMA是多载波，而SC-FDMA则是单载波，难道上行只是占用一个15Khz的子载波么？现在可以回答这个问题了！答：SC-FDMA传输上实际是可以利用多个子载波的，它的“单”正如前面OFDMA中“多”一样，是描述传输的效果。
在上行SC-FDMA的产生过程中比下行OFDMA多了一个DFT的过程，这个DFT也就是其“单”的关键——它把并行传输变成了串行传输。
上面这个图便是一个很好的对比。
LTE中的SC-FDMA技术研究
LTE中的SC-FDMA技术研究TE L E C O M E N GI NE E R IN G TE C HN IC S AND S TAND AR DI Z AT I ON年第期L TE 中的SC-FDMA 技术研究*郎为民李建军胡东华⾼泳洪（解放军通信指挥学院武汉430010）摘 要 在上⾏链路⽅向，3GPP LTE 采⽤SC -FDMA 作为多址技术，该技术有助于实现较⾼的功率放⼤器效率，且对于F DD 和TDD ⼯作模式都是适⽤的。
本⽂分析了S C-F DMA 发射机和接收机结构与原理，描述了SC -F DMA 系统的数据速率调整⽅法，讨论了SC -F DMA 系统的资源分配过程，介绍了SC-F DMA 的⽴⽅量度。
关键词 长期演进单载波频分多址资源分配⽴⽅量度＊国家⾃然科学基⾦资助项⽬（60703099）。
在上⾏链路⽅向，3GPP LT E 采⽤SC-FDMA 作为多址技术，该技术有助于实现较⾼的功率放⼤器效率，且对于FDD 和T DD ⼯作模式都是适⽤的。
SC-FDMA 的基本形式可以看作与QAM 调制等价，它每次发送⼀个符号的⼯作⽅式与时分多址（TDMA ）系统（如GSM ）类似。
1SC -F DM A 发射机和接收机频域信号⽣成过程如图1所⽰，与具有常规QAM调制器的时域信号⽣成过程相⽐，它增加了良好的OFDMA 频谱波形特性。
这样，与下⾏链路OF DMA 原理相似，不同⽤户之间不再需要保护频段。
与OF DMA系统中的情形类似，SC-FDMA 也需要周期性地在传输过程中添加循环前缀（由于SC -F DMA 时域中的符号速率⽐OFDMA ⾼，因⽽不需要在每个符号后添加循环前缀），以避免符号间⼲扰，简化接收机设计。
循环前缀能够防⽌符号块之间的符号间⼲扰，但在循环前缀之间仍存在着符号间⼲扰，因⽽接收机仍需要处理符号间⼲扰。
对于符号块来说，接收机通过启动均衡器，直到能够防⽌符号间⼲扰深度传播的循环前缀。
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SC-FDMA
SC-FDMA的全称是 Signal-carrier frequency division multiple access。
和其它多址接入方式(TDMA,FDMA,CDMA,OFDMA)一样。
SC-FDMA主要是针对多用户共享通信资源所提出的，其作为LTE uplink的候选方案。
那么SC-FDMA是在什么情况下提出的呢？SC-FDMA的提出是以OFDMA为基础，是针对OFDMA的以下缺点而提出的一种新的解决方案：
(1)较大的峰值均值比，PAPR较大；
(2)对于频偏敏感
因为SC-FDMA由于采用单载波的方式，与OFDMA相比之下具有较低的PAPR （峰值/平均功率比，peak-to-average power ratio），比多载波的PAPR低1-3dB 左右（PAPR是由于多载波在频域叠加引起）。
更低的PAPR可以使移动終端（mobile terminal）在发送功效方面得到更大的好处，进而可以延长电池的使用时间。
SC-FDMA具有单载波的低PAPR和多载波的强韧性的两大优势。
因此，
FDD及TDD模式的LTE上行链路传输采用SC-FDMA。
系统结构配置
SC-FDMA与OFDMA的系统结构框图如下图所示：
从图中可以清楚地看出SC-FDMA与OFDMA系统的结构差别。
和OFDMA一样，在SC-FDMA系统中，用户使用不同的正交子载波传输符号信息。
完成这一步操作的功能单元即为上图中的'Subcarriers Map'模块。
SC-FDMA的子载波映射分为两种方式：
(1)Localized FDMA（LFDMA）
每个终端用户分配一段连续的子载波；
每个终端用户的带宽为系统带宽的1/Q（假设有Q个用户）
(2)Distributed FDMA
每个终端用户分配一段不连续的子载波；
每个终端用户的带宽扩展为整个系统的带宽；
IFDMA(interleaved FDMA)是其一个特例；后面的分析都是基于IFDMA
两种分配方式的频谱示意图如下：
对应的载波映射频域信号示意图如图：
从上图我们发现，SC-FDMA中涉及到了多个子载波，那么为什么又称为Signal Carrier呢，下面我们从数学公式上作推导。
根据推导公式可以得到SC-FDMA系统时域信号的对应关系如下图：
对于IFDMA，发送信号是原始信号的周期延拓，而LFDMA只有在上图中黄色部分表示的信号等于原始调制后的信号，而其它位置的信号是调制后信号的加权。