心电检测电路的设计报告和测试报告

心电检测电路的设计报告和测试报告
一、设计报告
（一）、设计目的及其意义
心肌是由无数个心肌细胞组成，由窦房结发出的兴奋，按一定的途径和时程，依次向心房和心室扩布，引起整个心脏的循环兴奋。

心脏各部分兴奋过程中出现的电位变化的方向、途径、次序、和时间均有一定的规律。

由于人体为一个容积导体，这种电变化也必须扩布到身体表面。

鉴于心脏在同一时间内产生大量的电信号，因此，可以通过安放在身体表面的胸电极或四肢电极，将心脏产生的电位变化以时间为函数记录下来，这种记录曲线称为心电图，如下图所示。

心电图反映心脏兴奋的产生、传导和恢复过程中的生物电变化。

心肌细胞的生物电变化时心电图的来源，但是心电图曲线与单个心肌细胞的膜电位曲线有明显的区别。

ECG波形是由不同的英文字母统一命名的。

正常心电图由一个P波、一个QRS波群和一个T波等组成。

P波起因于心房收缩之前的心房极时的电位变化；QRS波群起因于心室收缩之前的心室除极时的收位变化；T波为心室复极时的电位变化，其幅度不应低于同一导联R波的1/10，T波异常表示心肌缺血或损伤。

ECG的持续时间由：P-R间期（或P-Q间期）为P波开始至QRS波群开始的持续时间，也就是心房除极开始至心室除极开始的间隔时间，正常值为0.12～0.20s，若P-R期延长，则表示房室传导阻滞；Q-T间期为QRS波群的开始至T波的末尾的持续时间，意为心室除极和心室复极的持续时间，正常值为0.32～0.44s；S-T 段为从QRS波群终末导T波开始之间的线段，此时心室全部处于除极状态，无电位差存在，所以正常时与基线平齐，称为等电位线，若S-T段偏离等电位线一定范围，则提示心肌损伤或缺血等病变；QRS波群持续时间正常值约为0.06～0.11s。

因此，实时的检测心电信号，可以从所得出的心电图上观察心脏的变化，医生就可以从所测的心电图上判断心脏各个部位的功能是否正常，所以心电图是医生治疗心脏方面的疾病所不可或缺的依据。

因此心电检测就有了实际应用的意义。

本实验的目的即利用设计的仪器从人体采集心电信号，并进行放大滤波最终
呈现在示波器上进行观察。

（二）、总体设计
根据心电信号的特点来设定电路的要求。

心电的幅值为几个毫伏；心电的频率为0.05～100Hz 。

这就要求：电路的增益800～1200倍；共模抑制比大于80dB ；差模输入阻抗为10M Ω，电路的带宽为0.05～100Hz 。

供电情况：光电隔离电路的前级用转换电源供电，光电隔离后级电路则用学生电源供电。

以保证光电隔离电路前后级无任何电的联系。

下面是电路的总体框图：
50Hz 陷波器
低通滤波器
末级放大器
信号输出
信号输入前置放大器
光电隔离
（三）、单元电路设计 1. 前置放大器
（方案一－未采用）这里选用低噪声的集成仪器放大器MAX4194作为放大器的核心元件。

最低2.7V 的工作电源电压满足电源要求。

MAX4194具有轨－轨（输出幅度可接近电源电压）的特性，放大器输入端设计有高通滤波器，可以抑制极化电压，MAX4194的失调电压不到0.1mV ，因此取其电压增益100，根据MAX4194的增益计算公式G
G R k A Ω
+
=501可得R G ＝500Ω MAX4194在增益为1000时的3dB 带宽为147Hz ，大于设计要求。

查MAX4194的其他记表也满足心电信号检测的要求。

下面是MAX4194的内部结构图
（方案二－实际使用）采用AD620作为主放大器，其主要参数如下：V供电±2.3～±18V
最低100dB的CMRR(G=10)
高输入阻抗1000MΩ
0.6 mV/℃电压漂移
120 kHz 带宽（G＝100）
AD620的内部结构与MAX4194都一样。

下图是前置放大器实际电路图，实际中采用了共模驱动和右腿驱动电路，以提高前置放大器的共模抑制比，但其中由于放大电路采用的是差分放大电路，因此由于匹配精度达不到要求，降低了共模抑制比，且带来较大的噪声，所以将前置放大器中的低通去掉了。

前置放大器的整体电路图如下图所示：
电路的前端使用的是二极管保护电路，设计要求保护电路在输入出席5000V 高压时不会损毁电路，，二极管D1~D4选用低漏电的微型二极管1N4148,其最大允许通过的瞬时电流为0.1A，因此，限流保护电阻R1和R2为50k 。

这样的保护电路会防止临床上的除颤电压等高电压损坏电路。

电路采用了右腿驱动和共模驱动电路，取R5＝10KΩ,Rf=10MΩ,CF=4700pF （Cf的作用是使右腿驱动电路稳定）。

R0＝100KΩ。

可以很好的提高共模抑制比，滤除共模干扰。

2.光电耦合电路
前级电路把输入电压信号转换成与之成正比的电流信号，经光电耦合器耦合到后级，光电耦合器中的硅光敏三极管输出的电流信号，运放A2把电流信号转换成电压信号。

图中使用三极管T补偿光电耦合器件的非线性。

其增益为R3/R1.如果要得到1倍的放大，只需R1=R3即可，但实际实验中使用了将上面的三极管去掉了的电路，可能的原因是噪声比较大，或者是三极管的非线性并非很好的补偿了光电三极管的非线性（主要是不知道光电三极管的参数，无法做到两个三极管一致性），所以其增益不一定是1倍，如果R1=R3，即使这样，可以在后级放大电路中通过增益调节，实现放大倍数的合理分配。

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3. 低通滤波器
利用归一化的方法设计低通滤波器。

这里用四阶巴特沃斯低通滤波器，其优点是在通带内幅频特性曲线比较平坦，而且四阶也可以达到较陡的衰减的特性：其截止频率为100Hz 时，到频率为200Hz 时其衰减幅度为9％。

它的作用是滤除频率为100Hz 以上的信号分量。

根据归一化公式：
设截至频率为100Hz ，设R=10K Ω,可算得C1=0.173 μF ， C2=0.216μF ，C3=0.416μF ，C4＝0.061μF 。

根据电容的标准值，各电容实际取值为C1=0.15μF ，C2=0.22Μf ，C3=0.47μF ，C4=0.68μF 。

4. 陷波器
02f πω=0
ωZ C C 的归化值－化值
=
由于是在实验室里面进行测试，因此工频干扰就比较大，成为主要干扰来源，所以设计50Hz 陷波器来滤除工频干扰。

实验中的50HZ 陷波器电路采用RC 双T 网络二阶带阻滤波器，它可以比较好的滤除工频的干扰电路图如下所示：
R1=R2=30K, R3=15K, C1=C2=0.11μF, C3＝0.22μF 。

该电路中的Q 值随着β（反馈系数）的变化而变化，即Q ＝1/4（1-β），因此可以利用改变电路的β来实现Q 值可调。

但是，随着β的增高，电路将会出现不稳定甚至自激，因此一般选择Q 的范围为十至几十较为合理。

实验中的Q ＝10
截止频率的计算公式为：
其中f 为截止频率。

5. 末级放大器
末级放大器采用的是一般的反相放大器，其增益为：K= -(R2+Rp)/R1 Rp 为电位器接入部分阻值。

电路的放大倍数为10倍（前置放大器增益为100倍），可取R1=10k Ω, R2＝90K Ω, Rp 最大阻值为20k Ω。

（为了降低电位器的热噪声）
前面加了个高通滤波器，目的是为了滤掉极化电压。

Rp 是作为调节增益的器件。

6. 电源转换电路
由于使用的是交流供电，因此在给放大器供直流电源时要进行电源转换，这里采用二极管桥进行整流，再采用DC-DC 芯片进行电源转换。

fC R π21=
经过下面的电路就可以得到正负5V 的电源电压，可以给光电隔离电路的前级电路供电，其后级电路用学生电源12V 供电。

在选择电容的时候注意选择耐压值高的，否则容易被击穿，发生危险。

电路中，除了主放大使用AD620之外，其他需要使用运算放大器的地方均使用LM324。

LM324是四运放放大器是内含四个特性近似相同的高增益、内补偿放大器的单电源（也可以是双电源）运算放大器。

电路可以在+5V 或+15V 下工作，功耗低，每个运放静态功耗约0.8mA ，但驱动电流可达 mA 40。

其主要参数如下： 电压增益 100dB 单位增益带宽 1MHz
单电源工作范围 3V----30V DC
每个运放功耗（V+=5V 时） 1mV/op.Amp 输入失调电压 2mV （最大值7mV ） 输入偏置电流 50nA----150 nA 输入失调电流 5nA----50 nA
输入共模电压范围 VDC 5.10±--（单电源） VDC V V 5.1±--+-（双电源） 输出电压幅度 0----V+-1.5VDC （单电源时） 输出电流 40mA
放大器间隔离度 -120dB （f0：1kHz----20kHz ） （四）小结
实验中注意，在单独测试某个电路的时候，最好要将其前后级的电路断开，这样会省去其他电路对其影响。

整个电路做完之后，由于测试的时候是用信号发生器产生信号（一般比较大），而如果要实际测量心电信号，则要注意输入阻抗和电压增益是否足够。

如果做的好的话，应该能清晰的看出心电的波形，所以在实验中可以以此来作为电路的好坏标准。

如果能较为清晰看到心电波形，则电路的设计较为成功。

二、测试报告
1. 静态工作点：
将放大器的两输入端对地短路，观察各级输出波形并记录幅值（即放大器静态噪声），若每级的输出端电压幅值均小于0.5V 即为合格。

前置放大电路的输出静态工作点：8mV 低通滤波器的输出静态工作点： 12mV
50Hz 陷波的输出静态工作点： 7mV 后级放大的输出静态工作点： 22mV 2. 输入噪声：
将放大器的两输入端对地短路，测出O V ,计算输入噪声：
V in =Vo/K
实际测得Vo ＝27mV ，即得V in ＝27μV ，心电图机要求输入噪声应<35μV ，因此电路的输入噪声满足要求。

3. 差模增益：
将20Hz,幅值为20mV(信号发生器所产生的最小幅值信号)的正弦信号输入放大器的一个输入端，另一个接地。

用示波器分别观察前级输出波形1od V 和后级放大电路之后的输出2od V 的幅值，用示波器读出输入和输出的电压值，计算前置放大电路差模电压增益：
A d1=1od V /V i A d2=2od V /V i
实际测得1od V ＝2.12V ,因此得出
A d1=2.12V/20mV=106，放大倍数基本符合设计要求。

由于后级用的是12V 供电，因此后级电路输出超出电源电压，无法测量。

因此改从前级放大器的输出端输入Vi ，测后级放大电路的输出2od V
实际测得2od V ＝204mV ，因此后级的差模增益为A d2=204/20＝10.2因此整个电路的放大倍数符合设计要求。

4. 共模增益：
在放大器的两输入端，输入频率为20Hz,幅值为2V 的正弦电压，用示波器观察前置放大器的输出波形和后级输出波形，并计算共模增益：
A C1=V OC1/V i =12mV/2V=0.006 A C2=V OC2/Vi=56mV/2V=0.028 5. 计算共模抑制比
计算前置放大器的共模抑制比：
dB A A CMRR c d 8094.8406.0106
lg 20lg
20111>=== 计算整个电路的共模抑制比：
dB A A CMRR c d 8073.91028
.02
.10106lg 20lg
20222>=⨯== 6. 输入阻抗：20.05M Ω
7. 输出阻抗：283.2Ω 8. 零点漂移：
将放大器的两输入端接地，测出输出电压幅值1o V ，隔一段时间（10～20分钟）再测量一次输出电压的幅值2o V 。

计算零点漂移： 零点漂移＝
mV Kh V V o o 005.06
12.10813
.122.1312=⨯-=- 9. 幅频特性：
理论带宽为：0.05～100Hz
实际测得：高端截止频率为104.86Hz ；低端截止频率为0.9Hz
● 从四阶巴特沃斯低通滤波器的输入端输入幅值为1V 的正弦电压，测量其
幅频特性。

四阶巴特沃斯低通滤波器的测量数据如下：
从陷波器的输入端输入幅值为1V 的正弦电压，用示波器观察其输出波形，并
度为（即陷波深度）：
K=0.121V/1V=12.1% 中心频率为50.30Hz。