高频链AC-DC_矩阵变换器的变控制频率软开关调制策略

第28卷㊀第4期2024年4月
㊀
电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报Electri c ㊀Machines ㊀and ㊀Control
㊀
Vol.28No.4Apr.2024
㊀㊀㊀㊀㊀㊀高频链AC-DC 矩阵变换器的变控制频率
软开关调制策略
梅杨,㊀魏铮,㊀刘璟琳,㊀鲁乔初
(北方工业大学北京市变频技术工程技术研究中心,北京100144)
摘㊀要:针对高频链AC-DC 矩阵变换器的高效率要求,提出了一种变控制频率软开关调制策略㊂该调制策略在基于零矢量嵌入的分段同步控制策略基础上,以单控制周期平均功率不变为原则,通过改变控制周期长度,并调整一个控制周期内的电压矢量排布,优化脉冲宽度,使变换器在换流时全部开关器件的零电压开通成为可能㊂通过仿真分析和实验证明,采用本文提出的变控制频率调制策略,变换器在整流和逆变模式下,均可实现网侧电流三相平衡正弦,功率因数达到0.981,输出电压纹波小,最高效率达到96.9%,实现了高性能㊁高效率运行㊂关键词:AC-DC 变换器;高效率;软开关;移相控制;控制周期DOI :10.15938/j.emc.2024.04.017
中图分类号:TM46
文献标志码:A
文章编号:1007-449X(2024)04-0158-09
㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀
㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀
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㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀
收稿日期:2022-06-02
基金项目:北京市自然科学基金(3222051);国家自然科学基金(51477003)作者简介:梅㊀杨(1981 ),女,博士,教授,研究方向为电力电子与电力传动;
魏㊀铮(1998 ),男,硕士研究生,研究方向为电力电子与电力传动;刘璟琳(1997 ),女,硕士研究生,研究方向为电力电子与电力传动;鲁乔初(1996 ),女,硕士研究生,研究方向为电力电子与电力传动㊂
通信作者:梅㊀杨
Variable control frequency soft-switching modulation strategy
for high-frequency link AC-DC matrix converter
MEI Yang,㊀WEI Zheng,㊀LIU Jinglin,㊀LU Qiaochu
(Inverter Technology Engineering Research Center,North China University of Technology University,Beijing 100144,China)
Abstract :A variable control frequency soft-switching modulation strategy was proposed for the high-effi-ciency requirements of high-frequency link AC-DC matrix converter.This modulation strategy was devel-oped based on the piecewise synchronous control strategy with zero vector embedded.By considering the principle of constant average power in one control cycle,the length of the control cycle was changed,the voltage vector arrangement in a control cycle was adjusted,and the pulse widths were optimized in the proposed modulation strategy.Hence,it enables the zero voltage switch of all switching devices during commutation.Simulation and experimental results show that the proposed modulation strategy can achieve the sinusoidal grid currents during the rectification mode and inverter mode.The grid-side power factor
reaches 0.981and the output voltage ripples are very small.The highest efficiency of the converter rea-ches 96.9%.Hence,the high performance and high efficiency operation of the converter are realized.Keywords :AC-DC converter;high efficiency;soft switching;phase-shift control;control cycle
0㊀引㊀言
功率变换系统(power conversion system,PCS)作为电网与储能系统之间能量交换的通道,具有极其重要的作用[1]㊂充当PCS 的交直流接口变换器有着较高的性能需求,其通常包括[2-4]:网侧三相电流波形正弦;直流侧电压电流纹波较小;避免出现过压㊁过流等影响变换器运行安全的状况;在电网电压波动或畸变时仍能可靠运行;尽可能实现软开关(zero voltage switch,ZVS )以提高效率㊂高频链AC-DC 矩阵变换器作为一种新型拓扑,易于实现上述对PCS 的性能要求,在储能技术领域获得了学术界的关注和青睐㊂但由于其拓扑结构复杂,开关器件较多,前后级电路之间无法直接解耦,因而对该变换器的控制较为困难,高性能的控制方法至今仍在不断探索中㊂
对于高频链AC-DC 矩阵变换器的调制方法主要有开关函数调制㊁正弦脉宽调制㊁双线电压调制㊁空间矢量调制以及移相脉宽调制等
[5-13]
,开关函数
调制由于计算量大,大多用于理论研究;文献[6]使用的正弦脉宽调制法是目前最为多见的一种调制方法,该方法直观易懂,容易实现,但其直流电压利用率较低;双线电压调制使用最大线电压和次大线电压合成目标输出电压,是一种直接计算调制方法,具有良好的抗干扰能力,且电压利用率较高,目前应用
较为广泛[7];空间矢量调制又分为空间电压矢量调制和空间电流矢量调制,文献[8]使用的空间电压矢量调制方法,该方法对电压有较高的利用率,能够实现双向功率控制以及功率因数可调[9],但存在电流峰值较大㊁开关损耗大等问题;移相控制通过改变前后级电路之间的移相角,实现功率和输出电压的调节控制,由于该方法原理简单㊁变换效率高且易于实现软开关[14],是该变换器常用的控制方法之一;文献[10]将双线电压法调制和移相调制结合,提出一种复合调制策略,可实现在一个控制周期内的所有器件ZVS 开通,但其计算复杂,求解难度大,且输出电压范围小㊂
对此,本文针对高频链AC-DC 矩阵变换器,提出一种变控制频率调制策略,仿真和实验结果验证调制策略既能够保证良好的输入输出性能,也能实现变换器高效率运行㊂
1㊀电路拓扑
高频链AC-DC 矩阵变换器电路拓扑结构如图1所示,其中前级矩阵变换电路将三相工频交流电变换为单相高频交流电;高频变压器起到能量传输以及前后级电气隔离的作用;后级全桥电路将高频交流电变换为直流电;网侧滤波器和输出滤波器都为LC 滤波器,它们分别用于滤除因前级和后级电路开关器件高频开关动作而产生的高频谐波,提高输入输出电流质量
㊂
图1㊀高频链AC-DC 矩阵变换器电路拓扑Fig.1㊀High frequency AC-DC link topology
9
51第4期梅㊀杨等:高频链AC-DC 矩阵变换器的变控制频率软开关调制策略
2㊀换流与调制策略
2.1㊀调制策略
参照双有源桥变换器的控制思想[14],可将高频
链AC-DC 矩阵变换器等效为两个电压源和电感串联形式,其中:u p 为前级电压;u s 为后级电压;n 为高频变压器的变比;L s 为高频变压器等效漏感与前级矩阵变换电路串联电感之和,设通过L s 的电流为i L (t ),则可得到电流i L 与前后级电压之间的关
系式:
L s
d i L
d t
=(u p -nu s )㊂(1)
本文前级矩阵变换器采用双线电压调制方
法[7],该方法使用最大线电压与次大线电压合成输
出电压u p ;后级全桥电路采用互补控制[14],该方法要求处于对角线位置的开关同时导通关断,处于同一桥臂的开关互补导通关断;前后级电路间采用移相控制方法[8],通过调节移相角来改变传输功率的
方向和大小㊂
依照移相方式的不同,可以组合出不同的调制策略,不同调制策略的前后级电压分布如图2(a)~图2(f)所示㊂图2(a)所示的调制策略为前后级间移相[8],该方法令后级电路的开关管滞后于前级一定时间导通,但该方法的电流峰值和开关损耗都较大;图2(b)为前级单重移相,图2(c)为后级单重移相,这两种方法是将一段长度的零矢量分别嵌入前后级电路中所形成的方法,这两种方法网侧电流谐波低,输入输出特性良好;图2(d)~图2(f)是选择
两种不同的移相控制方式进行组合,图2(d)所示的方法在前后级分别嵌入一段零矢量;图2(e)所示的方法是将前后级间移相与前级嵌入零矢量的方式相结合而形成的调制策略;图2(f)所示的方法是将前后级间移相与后级嵌入零矢量的方式相结合而形成的调制策略;图2(d)~图2(f)所示的这三种方法由于增加了一个移相角,使得控制更加灵活
㊂
图2㊀不同移相方式下前后级电压波形
Fig.2㊀Voltage waveforms of front and back stages under different phase shifting control modes
2.2㊀换流策略
变换器前级电路开关器件采用SiC MOSFET,后级电路开关器件采用GaN HEMT㊂由于该变换器处在高频环境下,开关次数较多,因此主要损耗为开关损耗㊂文献[11]和[12]详细解释了SiC MOSFET 和GaN HEMT 在关闭过程中的大部分能量被存储在寄生电容中,可以通过合理控制进行后续利用,因而该变换器的关断损耗较小㊂因此,只要保证在开通过程中实现零电压开通,则可使变换器实现高效率运行㊂在换流时,前级电路采用电压型两步换流法,后级电路采用传统的死区换流法㊂
图3为i L >0时前级电路换流的电流流通路
径㊂换流前的开关状态如图3(a)所示,此时S bpn 保
持导通的状态,S bpp 的漏源极间承受电压;图3(b)
为换流时的开关状态,此时S apn 关断,换流到b 相,电流方向与S bpp 的寄生二极管导通方向相同,电流经S bpp 的二极管续流,S bpp 的漏源极电压为零,具备了零电压开通的条件;图3(c)为完成换流后的开关状态,S bpp 经100ns 的换流延迟后开通,此时其漏源极电压为零,实现ZVS,降低了开通损耗㊂
图4为i L <0时简化的后级电路换流的电流流
通路径㊂换流前的开关状态如图4(a)所示,此时S 2的漏源极承受外部电压;图4(b)为换流时的开关状态,此时S 1关断,电流流经S 2的寄生二极管续流,S 2
的漏源极电压为零,具备了零电压开通的条件;图4(c)为完成换流后的开关状态,S 2经100ns 的死
061电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第28卷㊀
区延迟后开通,此时漏源极电压为零,实现ZVS,降低了开通损耗
㊂
图3㊀简化的前级电路i L >0时开关过程示意图Fig.3㊀Schematic diagram of switching process of sim-plified front stage circuit when i L >
图4㊀简化的半桥电路在i L <0时开关过程示意图Fig.4㊀Schematic diagram of switching process of sim-plified half bridge circuit when i L <0
以此类推,可得到实现ZVS 所必需的条件[10]:
1)前级电压u p 处于上升沿时,电感电流i L <0;2)前级电压u p 处于下降沿时,电感电流i L >0;3)后级电压u s 处于上升沿时,电感电流i L >0;4)后级电压u s 处于下降沿时,电感电流i L <0㊂
3㊀变控制频率调制策略
根据前述的ZVS 实现条件可以看出,当前后级电压同时处于上升沿或下降沿时,前后级实现ZVS 所需要的电感电流方向相反,该时刻前后级无法同时实现ZVS,如图2中虚线所圈出的位置㊂若是能消除这些点,理论上就可以在全控制周期内实现ZVS,从而降低开关损耗,提高变换器效率㊂
相比其他移相方式,图2(b)~图2(d)所示的
移相方式在一个控制周期内有多处前后级无法同时实现ZVS,通过改进实现全控制周期ZVS 的难度较大;图2(a)所示的前后级间移相方法为单重移相方法,相比于多重移相,其在调整电压分布时会受到较多限制,不利于进一步的改进㊂而图2(e)和图2(f)所示的移相方式,不仅是多重移相方法,而且仅在控
制周期末端一处无法实现ZVS㊂因此,本文对图2(e)所示的移相方式进行了改进,提出了一种变频的软开关调制策略,解决了控制周期末端前后级无法同时实现ZVS 的问题㊂
零矢量嵌入的移相控制策略思路如下:为防止高频变压器磁饱和,令电压正负对称分布[15]㊂以t 0时刻为起始点,将一个控制周期T s 划分为d 1T s ㊁d 2T s
和d 0T s 三部分,d 1T s 作用时间段由正负对称分布的最大线电压以及嵌入的作用时间为ΔD 1的零矢量构成,d 2T s 作用时间段由正负对称分布的次大线电压以及嵌入的作用时间为ΔD 2的零矢量构成,d 0T s 为零矢量㊂ΔC 1和ΔC 2为前级电压u p 超前后级电压u s 的移相作用时间㊂根据前后级电压的分布方式以及等效电路图可确定每个时间段内电感电流的分
布情况,如图5(a)所示㊂u max 和u med 分别表示一个周期内幅值最大和次大线电压,u o 为直流侧电压幅值㊂
该调制策略能够实现变换器网侧电流正弦平衡,直流侧电压电流输出平稳,且前11个换流时刻点均满足实现ZVS 的条件,变换器具有良好的输入输出特性㊂但需要有一段零矢量来补充周期完整,这段零矢量会造成最后一次开关动作前后级电压均位于上升沿,无法同时实现ZVS㊂假定将整段零矢量从控制周期内移除,如图5(b)所示,此时前级电压末端可以实现ZVS,后级电压由上升动作变为无开关动作,不存在开关损耗,则整个周期都可以实现ZVS㊂因此调整控制周期内前后级电压的分布方式,将控制周期调整为只包含实际传输功率的d 1T s 和d 2T s 两段,t 1~t 12时间段内的电压电流不变,周期
长度变为T s2㊂
调整后会导致整个周期缩短且周期长度会随时
间及扇区角改变,而由于零矢量不传输能量,因此周期长度的变化会导致每个周期内的平均功率发生变化,进而导致在每个周期内网侧三相电流平均值发生变化,网侧功率因数不能保证为1,因此需要再次对脉冲宽度进行调整㊂在不改变调制的电压波形排布,只对脉宽进行等比例缩放,就可以在不改变占空比d 1㊁d 2表达式的情况下,利用变换器的特性,以 等平均功率 为目标,对原有调制策略进行等效替
代,则能够使得控制周期末端换流时刻实现零电压开通,从而从整体上减小了系统的开关损耗㊂1
61第4期梅㊀杨等:高频链AC-DC 矩阵变换器的变控制频率软开关调制策略
图5㊀整流工况的前后级电压及电感电流波形图Fig.5㊀Waveforms of front and back stage voltage and inductor current under rectifier condition 设原周期T s传输的能量为Q,则一个控制周期T s内的平均功率为
P1=Q/T S㊂(2)由于d0T s这段时间内不发生能量传输,因而将d0T s从T s移除后的控制周期T s2内传输的能量仍为Q,则T s2内的平均功率为
P2=Q T
s2=Q
(d1+d2)T s=
1
(d1+d2)P1㊂(3)
在不改变调制的电压波形形状与排布,将周期T s2进行等比例缩放,使得T s3=KT s2,则周期内传输的能量会缩小至K2Q,缩放后的平均功率P3为KP2㊂为保证变换前后功率相等,需满足:
P3=KP2=P1㊂(4)可得到
T S3=(d1+d2)T S2=(d1+d2)2T S㊂(5)调整后的电压电流分布如图5(c)所示,ΔT1和ΔT2为前级电压嵌入的零矢量作用时间,ΔQ1和ΔQ2为前级电压u p超前后级电压u s的移相作用时长,其中ΔT1=
δ
2
d1
2(d1+d2)T s;ΔT2=δ2
d2
2(d1+ d2)T s;ΔQ1=γ2d12(d1+d2)T s;ΔQ2=γ2d22(d1+ d2)T s;δ为前级嵌入的零矢量作用角标幺化后的值;γ为前后级电路间的移相角标幺化后的值㊂推导出各个时刻点表达式为
t0=0;
t1=ΔT1;
t2=ΔQ1;
t3=d12(d1+d2)T s;
t4=d12(d1+d2)T s+ΔT1;
t5=d12(d1+d2)T s+ΔQ1;
t6=d1(d1+d2)T s;
t7=d1(d1+d2)T s+ΔT2;
t8=d1(d1+d2)T s+ΔQ2;
t9=d1(d1+d2)T s+d22(d1+d2)T s;
t10=d1(d1+d2)T s+d22(d1+d2)T s+ΔT2; t11=d1(d1+d2)T s+d22(d1+d2)T s+ΔQ2; t12=(d1+d2)2T s㊂
ü
þ
ý
ï
ï
ï
ï
ï
ï
ï
ï
ï
ï
ï
ï
ï
ï
ï
ï
ï
ï
ï
ï
ï
ï
ï
ï
ï
ï
ï
ï
(6)
网侧三相电流参考值表达式为
i∗a=I i cos(ωi t);
i∗b=I i cosωi t-2π3
();
i∗c=I i cosωi t+2π3
()㊂
ü
þ
ý
ï
ï
ï
ï
ïï
(7)
根据各时刻点表达式可以推导出各段电感电流表达式,将各段电感电流积分并结合开关状态,可求得该扇区内各相电流的平均值[16],根据开关状态分布与式(7)可以得到第一扇区内的最大电压占空比d1和次大电压占空比d2的表达式:
261电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第28卷㊀
d 1=m sin π3-θi ()
;d 2=m
sin(θi )㊂
ü
þý
ïï
ï(8)
其中θi 表示在第一扇区中输入电流的矢量角,取值范围是0ɤθi ɤπ
6
;m 为调制系数,m =I i /N i ,
N i =
nV 0ωs L φ21-|φ2|
π
()
-
12nV 0ωs L φ1|φ1|
π
+1(
)
+nV 0ωs L φ1φ2
π
㊂
以此类推可以得到整流模式其余11个扇区的占空比表达式㊂
电压矢量位于奇数扇区时的表达式为
d 1=m sin π3-θi ();d 2=m sin(θi )㊂ü
þý
ïï
ï(8)
电压矢量位于偶数扇区时的表达式为
d 1=m sin π6
+θi ();d 2=m
sin π6
-θi (
)
㊂üþýïïï
ï(9)
同理可以得到逆变模式的占空比表达式,其奇偶扇区占空比表达式与整流模式的表达式相同㊂
4㊀仿真分析
基于上述方法,利用MATLAB /Simulink 软件搭建了高频链AC-DC 矩阵变换器的仿真模型㊂设置基础控制频率为25kHz,网侧相电压为110V /
50Hz,参考输出电压为100V,参考输入电流为1.91A,前级嵌入的零矢量作用角标幺化值δ=0.2,前后级电路间的移相角标幺化值γ=0.4㊂仿
真关键参数见表1㊂
表1㊀仿真关键参数
Table 1㊀Key parameters of simulation
㊀㊀参数数值网侧电感L f /μH 200网侧电容C f /μF 4
匝数比1ʒn 85ʒ64变压器电感L /μH 87输出电容C o /μF
22
4.1㊀整流模式
整流模式下的高频链AC-DC 矩阵变换器变频控制方法的仿真结果如图6所示㊂图6(a)为网侧a
相电压和电流波形,其电压电流无相位差,功率因数达到0.980,网侧a 相电流谐波含量为0.89%;图6(b)为前级电压㊁后级电压及电感电流的波形,
其电压电流分布与图5(c)一致㊂图6(c)为直流侧电压㊁电流波形,输出电压纹波率约为0.09%㊂仿真结果与理论分析一致,变换器采用变控制频率调制策略在整流模式下输入输出性能良好㊂
图6㊀整流工况的仿真结果
Fig.6㊀Modulation results in rectifier mode
图7为系统实际控制频率与器件平均开关频率示意图,由图可知控制频率不再固定为25kHz,而是随着三相输入电压矢量的位置而变化,由于变控制频率调制策略各个控制周期内开关总次数固定不变,因此开关频率随着控制频率的变化而改变㊂4.2㊀逆变模式
逆变模式下的高频链AC-DC 矩阵变换器变频控制方法的仿真结果如图8所示㊂图8(a)为网侧a 相电压和电流波形,其电压电流相位相差180ʎ,功
3
61第4期
梅㊀杨等:高频链AC-DC 矩阵变换器的变控制频率软开关调制策略
率因数达到-0.981,网侧a 相电流谐波含量为
1.29%;图8(b)为前级电压㊁后级电压及电感电流的波形,其电压电流分布与理论分析一致㊂图8(c)为直流侧电压㊁电流波形,输出电压纹波率约为
0.089%㊂仿真结果与理论分析一致,变换器采用变控制频率调制策略在逆变模式下输入输出性能良好
㊂图7㊀开关频率与控制频率示意图
Fig.7㊀Schematic diagram of switching frequency and
control
frequency
图8㊀逆变工况的仿真结果
Fig.8㊀Modulation results in inverter mode
5㊀实验验证
为验证所提出控制策略的可行性与有效性,利用一台高频链AC-DC 矩阵变换器实验样机进行了实验验证㊂综合各方面的要求,该变换器样机中所有开关器件均采用宽禁带半导体器件㊂其中前级电路中采用CREE 公司的SiC MOSFET C3M0065090J;后级电路中采用GaN Systems 公司的GaN HEMT GS66516B,直流侧负载采用电子负载,电子负载设置为恒电压模式,实验样机如图9所示㊂实验工况㊁
功率和参数与仿真一致,详见表
1㊂
图9㊀实验样机
Fig.9㊀Experimental prototype
5.1㊀整流模式
整流模式下高频链AC-DC 矩阵变换器变控制频率调制策略的实验结果如图10所示㊂
图10(a)为网侧电压㊁电流及直流侧电压㊁电流波形图;其中网侧电压电流无相位差,网侧a 相电流正弦,谐波含量为4.37%,直流侧电压稳定,变换器采用变控制频率调制策略在整流模式下输入输出性能良好㊂
图10(b)为前后级电压及电感电流波形图,可以看出在该控制周期内不仅消除了周期末端无法实现ZVS 的点,且其余换流点都满足ZVS 实现条件,与理论分析一致㊂
图10(c)为前级电路中SiC MOSFET 器件的开通过程,其中u ds 为漏源电压,u gs 为栅源电压㊂由图可知在漏源电压下降为零后栅源电压才开始上升,即器件开通时漏源极电压接近为零,实现了ZVS㊂经测算在该工况下采用图2(c)所示的单重移相策
略的变换器整流模式效率为90.4%,而在相同工况下采用变控制频率调制策略的变换器整流模式效率
461电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第28卷㊀
为96.9%,可实现高效率运行
㊂图10㊀整流工况的实验结果
Fig.10㊀Experimental results in rectifier mode
5.2㊀逆变模式
逆变模式下的高频链AC-DC 矩阵变换器变频控制方法的实验结果如图11所示㊂
图11(a)为网侧电压㊁电流及直流侧电压㊁电流波形图;其中网侧电压电流相位相差180ʎ,网侧a 相电流正弦,谐波含量为6.83%,直流侧电压稳定,变换器采用变控制频率调制策略在逆变模式下输入输出性能良好㊂
图11(b)为前后级电压及电感电流波形图,在逆变模式下该控制周期内所有换流点都满足ZVS 实现条件,与理论分析一致㊂
图11(c)为前级电路中SiC MOSFET 器件的开通过程㊂由图可知在漏源电压下降为零后栅源电压才开始上升,即器件开通时漏源极电压接近为零,实现了ZVS㊂经测算在该工况下采用图2(c)所示的
单重移相策略的变换器逆变模式效率为89.8%,而在相同工况下采用变控制频率调制策略的变换器逆变模式效率为95.2%,可实现高效率运行
㊂
图11㊀逆变工况的实验结果
Fig.11㊀Experimental results in inverter mode
6㊀结㊀论
本文针对高频链AC-DC 矩阵变换器的高效率要求,提出了一种变控制频率的软开关调制策略,通过调整控制周期的长度和优化电压矢量排布,消除了周期末端上升沿与下降沿重合的情况,使得变换器在整个控制周期内所有开关器件均可以具备ZVS 开通的可能㊂
仿真和实验结果表明,采用本文提出的变控制频率软开关调制策略,可以在保证高频链AC-DC 矩阵变换器网侧电流正弦,功率因数接近1,直流侧电压稳定的情况下实现双向高效率运行,其中整流模式最高效率超过96%,逆变模式最高效率超过95%㊂
5
61第4期梅㊀杨等:高频链AC-DC 矩阵变换器的变控制频率软开关调制策略
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(编辑:刘素菊)
661电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第28卷㊀。