宽范围输入三电平半桥LLC变换器混合控制

第28卷㊀第2期2024年2月
㊀
电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报Electri c ㊀Machines ㊀and ㊀Control
㊀
Vol.28No.2Feb.2024
㊀㊀㊀㊀㊀㊀宽范围输入三电平半桥LLC 变换器混合控制
胡存刚1,㊀刘威1,㊀朱文杰1,㊀张治国2,㊀李善庆2
(1.安徽大学电气工程与自动化学院,安徽合肥230601;2.合肥华耀电子工业有限公司,安徽合肥230088)
摘㊀要:针对传统变频(PFM )控制的LLC 谐振变换器在宽电压输入条件下效率低的问题,提出一种三电平半桥LLC 谐振变换器的变频-移相(PFM-PS )混合控制策略㊂首先,分析三电平半桥LLC 谐振变换器的工作模态,建立其等效模型,获得了移相控制和变频控制下的电压增益曲线㊂其次,分析了变频控制的工作区间与软开关特性,推导得到了移相控制下实现软开关的最小占空比㊂通过混合控制策略,在升压时采用变频控制和在降压时采用移相控制,相较于全变频控制和全移相控制,混合控制可在较小频率变化范围内对电压进行升降压,在全增益范围内实现软开关,获得较宽的电压增益范围,提升了变换器的效率㊂最后,通过仿真和输入500~800V /4.5kW 实验样机验证了所提出混合控制策略的有效性㊂
关键词:谐振变换器;变频控制;电压增益;混合控制;宽电压DOI :10.15938/j.emc.2024.02.012
中图分类号:TM46
文献标志码:A
文章编号:1007-449X(2024)02-0120-09
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㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀
收稿日期:2022-07-18
基金项目:安徽省自然科学基金杰青项目(2108085J24);安徽省自然科学基金青年项目(2108085QE239);安徽省高校自然科学研究项目(KJ2020A0031)
作者简介:胡存刚(1978 ),男,博士,教授,博士生导师,研究方向为电力电子技术㊁新能源汽车电驱动和智能电源;
刘㊀威(1998 ),男,硕士,研究方向为高功率密度谐振变换器;朱文杰(1987 ),男,博士,讲师,研究方向为功率变换器建模与控制;张治国(1985 ),男,博士,高级工程师,研究方向为高功率密度模块电源;李善庆(1966 ),男,研究员级高级工程师,研究方向为功率电源与集成设计㊂
通信作者:朱文杰
Hybrid control strategy of three-level half bridge LLC converter
with wide input voltage range
HU Cungang 1,㊀LIU Wei 1,㊀ZHU Wenjie 1,㊀ZHANG Zhiguo 2,㊀LI Shanqing 2
(1.School of Electrical Engineering and Automation,Anhui University,Hefei 230601,China;
2.ECU Electronics Industrial Co.,Ltd.,Hefei 230088,China)
Abstract :Aiming at the low efficiency of traditional pulse frequency modulation(PFM)method in LLC
resonant converters under wide voltage input conditions,the hybrid control strategy of pulse frequency modulation-phase shifting (PFM-PS)was proposed.The working modes of the three-level half-bridge LLC resonant converter were analyzed,and the model was established firstly.Voltage gain range curves of PFM and PS method were obtained.Then the working conditions and soft switching were analyzed.The minimum duty cycle of PS method was derived to achieve ZVS.The hybrid control was proposed with PFM and PS used in voltage step up and step down mode pared with only PFM or PS method,the hybrid control has ability of voltage step-up or step-down in small frequency range.A wide voltage gain range is realized through hybrid control,which improves the overall efficiency of the convert-er.Finally,the feasibility of the proposed hybrid control strategy is verified by simulation and input
500-800V /4.5kW experimental platform.
Keywords:resonant converter;variable frequency control;voltage gain;hybrid control;wide voltage
0㊀引㊀言
近年来,随着新能源技术的不断发展,对电能转
换模块的要求越来越高,LLC谐振变换器凭借其结
构简单㊁软开关特性明显和功率密度大等特点,相比
于其他的隔离型变换器拓扑更具有优势[1-5],在电动汽车充电㊁低压直流用电㊁分布式光伏发电等领域
有广泛的应用㊂
随着LLC谐振变换器应用前景的日渐广阔,有
大量的文献对LLC谐振变换器进行研究㊂文献[6]
将交错级联结构应用于LLC上,通过多模式的变频
控制来增加变换器的增益范围,这种结构虽然在较
窄的频带范围内实现了较宽的增益,但是交错并联
的结构同样带来了均流的问题,实现过程比较复杂㊂
文献[7]提出一种改进型LLC谐振变换器,在传统LLC谐振变换器的基础上,将副边的2个二极管替换成2个开关管,通过副边开关管的交叠导通来增加整个变换器的增益范围,整体采用定频控制,这种增加开关管数目的方式虽然能实现扩展增益目的,但控制更加复杂,且相同电压输入下较三电平LLC 变换器原边开关管承受的电压应力更高㊂文献[8]提出复合式全桥三电平拓扑,采用定频控制,在低电压增益模式时工作在3L模式,在高电压增益模式时工作在2L模式,这种虽然能实现较宽的电压输入范围,但是开关管数目多,控制复杂㊂文献[9]将移相控制(phase shift,PS)引入混合型全桥LLC拓扑,实现了3倍的输出电压范围,但是其结构复杂,工作状态较多分析难度大㊂文献[10]将变频-移相控制方式应用在双向LLC谐振变换器中,使得LLC谐振变换器在拥有宽电压增益的同时,实现原边的ZVS㊁副边的ZCS以及能量的双向流动,但双向的结构复杂且控制难度大㊂文献[11]将T型三电平拓扑引入LLC谐振变换器,将变频控制,移相控制变模态控制等多种控制方式混合,实现了8倍的超高电压增益比,但是开关管数目多,且控制方式复杂㊂文献[12]设计一种在高电压增益时采用变频(pulse frequency modulation,PFM)控制,在低电压增益时采用移相斩波控制(PS-PWM)的LLC谐振变换器,这种控制虽然实现较宽的电压输入范围,但是变换器工作在PS-PWM模式下时占空比减小,效率降低㊂本文采用三电平半桥LLC拓扑,将移相和变频两种控制方式引入,并对其控制方式软开关实施条件进行分析,保证变换器在全增益范围内实现软开关,同时考虑软启动过程㊂实现较宽范围输入电压的同时,保证一次侧开关管ZVS和二次侧整流管
ZCS,同时极大地抑制启动时的浪涌电流,保护开关管,提高变换器整体效率㊂
1㊀三电平半桥LLC基本特性
1.1㊀拓扑结构和原理
图1为三电平半桥LLC谐振变换器结构,4个开关管Q1~Q4(包括体二极管D1~D4和寄生电容C1~C4),直流母线电容C d1㊁C d2,钳位二极管D5㊁D6和飞跨电容C ss1,谐振电感L r,谐振电容C r,励磁电感L m构成谐振腔;T是高频变压器,D r1~D r4是输出整流二极管,C o是输出滤波电容,R L是负载
㊂
图1㊀三电平半桥LLC拓扑
Fig.1㊀Three-level half-bridge LLC topology
本文采用移相控制和变频控制两种方式混合的控制方法,为了方便分析两种控制方式的工作过程,进行以下假设:1)所有元器件都为理想器件;2)输出电容C o足够大,输出电压恒定,母线电容C d1㊁C d2和飞跨电容C ss1也足够大,他们的电压均为0.5V in;
3)开关管的电流在其开/关瞬态期间是恒定的;
4)开关管寄生电容C1=C2=C3=C4=C oss㊂
移相控制和变频控制的主要波形分别如图2和图3所示㊂
以移相控制的关键波形为例来具体分析,三电平半桥LLC的工作原理和各模态的工作过程如下:模态0(t0~t1):t0时刻Q3寄生电容C3电压上升至V in/2,Q2寄生电容C2两端电压下降为0,为Q2零
121
第2期胡存刚等:宽范围输入三电平半桥LLC变换器混合控制
电压开通提供条件㊂谐振腔输入电压u ab 为V in /2,谐振电感L r 和谐振电容C r 参与谐振,励磁电感L m 两端电压被副边电压钳位为nV o ,励磁电流i L m 线性上升,谐振电流i L r 经体二极管D 1㊁D 2续流
㊂
图2㊀移相控制波形Fig.2㊀Waveform of PS
control
图3㊀变频控制波形
Fig.3㊀Waveform of PFM control
模态1(t 1~t 2):t 1时刻,谐振电流i L r 由负变正,
体二极管D 1㊁D 2自然关断,谐振电流正向流过开关管Q 1㊁Q 2,励磁电流为负,谐振电感L r 和谐振电容C r 参与谐振㊂
模态2(t 1~t 2):t 2时刻励磁电流i L m 由负变正,与谐振电流i L r 同向且继续增加㊂
模态3(t 3~t 4):t 3时刻,Q 1关断,谐振电流i L r 对
Q 1寄生电容C 1充电,Q 4寄生电容C 4放电㊂谐振电感L r 和谐振电容C r 继续谐振,励磁电流i L m 继续上升㊂直至Q 1寄生电容C 1两端电压上升为V in /2,寄生电容C 4两端电压下降为0,体二极管D 4导通,为下一时刻开关管Q 4零电压开通提供条件㊂
模态4(t 4~t 5):t 4时刻,Q 4开通,寄生电容C 1两
端电压上升为V in /2,二极管D 5导通,飞跨电容C ss1两端电压被固定在V in /2,并通过开关管Q 2和体二极管D 4给谐振腔供电㊂谐振电流i L r 减小,励磁电流
i L m 增大,直至i L r =i L m ㊂
模态5(t 5~t 6):t 5时刻,励磁电流等于谐振电
流,通过二极管D r1和D r4的电流为0㊂D r1和D r4零电流关断,二次侧与一次侧分开,负载由输出电容提供㊂L r ㊁L m 和C r 同时参与谐振㊂由于励磁电感L m 很大,在此阶段电流可近似认为不变㊂
模态6(t 6~t 7):t 6时刻,Q 2关断,谐振电流i L r 经飞跨电容C ss1对寄生电容C 2充电,对寄生电容C 3放电,直至寄生电容C 2两端电压上升为V in /2,寄生电容C 3两端电压降为0,体二极管D 3导通,为下一时刻开关管Q 3零电压开通提供条件㊂
1.2㊀电压增益分析
为了实现较高的工作效率LLC 谐振变换器常工作在谐振点附近,因此采用基波分析法(first har-monic approximation,FHA),即只考虑基波传输能量的情况,将半桥三电平LLC 变换器的拓扑结构进行简化,逆变桥输出交流方波u ab 作为输入,保留谐振腔部分,负载和整流桥部分折算到原边的等效电阻为R ac ,简化后的拓扑如图4所示
㊂
图4㊀LLC 谐振变换器等效模型
Fig.4㊀Equivalent model of LLC converter
变频模式下,u i 和u o 分别为开关频率基波输入㊁
输出的有效值,V o 为输出电压,n 为变压器变比,R ac 为等效电阻,各参数计算如下:
㊀㊀㊀㊀㊀u i =2πV in
;(1)㊀㊀㊀㊀㊀u o =22
π
nV o ;(2)㊀㊀㊀㊀㊀
R ac
=8n 2
π
2R L ㊂(3)结合图4在S 域下有
Z in (s )s =j ω=L r s +1C r s +L m sR ac L m s +R ac
㊂(4)
则传递函数为H (s )s =j ω=
u o
u i
=L m s //R ac
L r s +1C r s
+L m s //R ac
㊂(5)
221电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第28卷㊀
结合式(3)~式(5),并定义M PFM =nV o /(V in /2),则变频控制增益为
M PFM =|H (s )|=
1
[1+
1k (1-1f 2n
)]2+(f n -1
f n )2Q 2㊂
(6)
式中:归一化频率f n 为开关频率与谐振频率之比,f n =f s /f r ,f r =1/2πL r C r ;k 为励磁电感与谐振电感之比,k =L m /L r ;Q 为品质因数,
Q =L r /C r /R ac ㊂根据式(6),当k =5时,在MATLAB 中可以得
到变频控制的电压增益曲线,如图5(a)所示㊂
图5㊀LLC 谐振变换器电压增益Fig.5㊀LLC resonant converter voltage gain
移相模式下,三电平桥臂输出的交流方波表达式[13]为
U ab (t )=
ðɕ
n =1
V in
n πK T
sin nωs t ㊂(7)
其中K T =cos
n π(1-D )2-cos n π(1+D )
2
㊂
基波角频率为ωs ,其基波分量为
U ab1(t )=V
in π
K T sin ωs t ㊂
(8)
输出电压增益与占空比D 的关系为
M PS =
u i V i /2=sin πD
2
㊂(9)
根据式(9)在MATLAB 中得到移相控制的电压增益曲线,如图5(b)所示㊂
2㊀软开关特性与混合控制策略
2.1㊀软开关特性分析
在变频模式下,原边开关管实现ZVS 的条件是在流经开关管的电流由负变正之前,开关管的电压已下降到0㊂这就要求逆变桥臂输出的电压相位滞后于谐振电流的相位,即谐振腔的输入阻抗为感性时,可以实现原边开关管的ZVS㊂
对于副边整流二极管ZCS 关断问题,可以将变换器的开关频率划分为3个区间,在这3个区间里进行分析㊂当只有谐振电感L r 和谐振电容C r 参与谐振时,此时的谐振频率为f r1=1/2πL r C r ,当谐振电感L r ㊁励磁电感L m ㊁谐振电容C r 三者同时参与谐振时,此时的谐振频率为f r2=1/2π(L r +L m )C r ㊂
当变换器工作在f s <f r2,ZCS,
但谐振腔输入阻抗为容性,原边开关管无法实现ZVS;当变换器工作在f r2<f s <f r1时,在励磁电流与谐振电流相等时,副边整流二极管电流在下一个开关周期到来前下降为零自然关断,实现ZCS;当变换
器工作在f s =f r1时,在励磁电流与谐振电流相等时,副边整流二极管在上一个开关周期结束时电流恰好下降到0,实现ZCS;当变换器工作在f s >f r 1时,在下一个开关周期到来后副边整流二极管电流还未自然
下降至0,导致二极管电流强迫下降到0,未实现ZCS㊂
综上,LLC 谐振变换器变频模式下要实现软开
关,应工作在f r2<f s <f r1区间㊂
移相控制属于定频控制,其原边开关管实现
ZVS 的条件和变频控制相同,及应保证谐振腔的输入阻抗是感性,工作在f r2<f s <f r1区间,且谐振电流在死区时间内能完成相关结电容的充放电㊂不同点在于,移相控制时随着移相角的增大,有效占空比D 减小,为保证死区范围内谐振电流仍能完成相关寄生电容的充放电,须控制最小占空比㊂
图2所示t 0~t 5时,励磁电流i L m 的变化率可表
示为ΔI /Δt =nV o /L m ,在t 5~t 6时,由于L m 远大于L r ,i L r =i L m 近似保持不变㊂为实现Q 3零电压开通,开关
3
21第2期
胡存刚等:宽范围输入三电平半桥LLC 变换器混合控制
管寄生电容C3在死区时间t d内必须通过谐振电流完成充放电㊂则:
Δt=D2f
s
;(10)
ΔI=nV o D2f
s L m
;(11)
i L m=ΔI2ȡ2C oss U cd1t
d ㊂(12)
联立式(10)~式(12)得最小占空比D min为
D minȡ8C oss U cd1f s L m
nU o t d㊂(13)参数如下:C oss=200pF;U cd1=V inmax/2;f s=f r= 100kHz;L m=63.026μH;n=1.168;U o=300V; t d=40ns㊂计算出D min=0.42,即在移相模式下要实现软开关,占空比必须大于0.42㊂
2.2㊀混合控制策略
由图5(a)看出在PFM模式下,当开关频率等于谐振频率即归一化频率f n=1时,电压增益恒为1,与负载大小无关;当开关频率小于归一化频率时,电压增益先增大后减小,变换器工作在升压模式;当开关频率大于归一化频率时,电压增益小于1,变换器工作在降压模式;由此可见变频模式可以实现变换器的升降压,然而在降压模式下,增益变化随频率变化并不明显,要想实现较大的增益变化范围需设置很宽的频率变化范围,而过宽的频率变化范围会导致磁性元件设计困难㊂
在PS模式下,LLC谐振变换器固定开关频率,通过调节占空比D改变电压增益,增益随占空比D 减小而减小,且恒小于1㊂由此可知,在PS模式下, LLC谐振变换器工作在降压模式下㊂
若想在较小的频率变化范围内实现较大的电压增益,可以将变频控制的降压部分用移相控制代替,即变换器在升压模式时采用变频控制,降压模式时采用移相控制的混合控制㊂
图6为变频控制和混合控制的电压增益范围,可以看出在全变频控制方式下,归一化频率范围在f r1/f r~2,增益变化范围是M PFM,混合控制方式归一化频率范围在f r1/f r~1,增益变化范围是M PFM-PS,然而M PFM明显小于M PFM-PS,且结合上文分析在全变频控制方式下,归一化频率在1~2范围时变换器无法实现软开关㊂因此相较于全变频控制和全移相控制,混合控制可以在较小的频率变化范围内实现变换器的升降压控制,减小磁性元件的设计难度,且在全增益范围内可以实现软开关
㊂
图6㊀增益曲线范围
Fig.6㊀Voltage gain range
图7是混合控制的工作原理,变换器输出电压与参考电压进行比较做差,经过PI调节器校正进入压控振荡器,压控振荡器将电压信号转化为频率信号,计算所得开关频率与谐振频率f r比较㊂当计算频率小于谐振频率变换器工作在PFM模式下,当计算出的开关频率等于谐振频率且输出电压仍无法到达参考电压,则进入PS模式,继续调节占空比使输出电压达到参考值
㊂
图7㊀混合控制框图
Fig.7㊀Hybrid control block diagram
表1是常采用混合控制的不同的LLC拓扑的对比,三电平半桥LLC较三电平全桥LLC而言,原边开关管承受的电压应力相同,但三电平全桥LLC 开关管数量是三电平半桥LLC的一倍,相同的控制方式三电平全桥控制要更加困难,且在中低功率的应用场合三电平全桥LLC成本较三电平半桥LLC
421电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第28卷㊀
更大㊂全桥LLC 和三电平半桥LLC 有相同数量的开关管数目,但全桥LLC 每个开关管承受的电压应力是半桥LLC 的一倍,这也意味着在较宽输入电压的范围,全桥LLC 开关管的选择要更加苛刻㊂因此在采用混合控制的宽输入中低功率的电源中三电平半桥LLC 拓扑是比较合适的选择㊂
表1㊀采用混合控制的LLC 拓扑特性对比
Table 1㊀Comparison of LLC topology characteristics using
hybrid control
拓扑类型开关管应力开关管数量控制难度应用场合三电平半桥LLC
[14]
V in /24易中低功率三电平全桥LLC [15]V in /28难高功率全桥LLC
V in
4
易
高功率
3㊀仿真与实验验证
为验证本文所提出的混合控制策略的有效性,进行了仿真验证,并设计了输入范围500~800V㊁输出300V /15A 和额定功率4.5kW 的LLC 谐振变换器实验平台,实物如图8所示㊂变换器的电路参数如表2所示㊂
表2㊀主要电路参数Table 2㊀Main circuit parameters
㊀㊀参数
数值直流母线C d1㊁C d2/μF 220飞跨电容C ss1/μF 220谐振电感L r /μH 12.6谐振电容C r /nF 200
励磁电感L m /μH
63.026变压器变比n 1.165ʒ1谐振频率f r /kHz 100滤波电容C o /μF
156负载R L /Ω
20
图8㊀LLC 谐振变换器实验平台
Fig.8㊀Experimental platform of LLC converter
3.1㊀仿真验证
仿真中,设置输入电压为电压600V,输出电压
300V㊂由图9(a)LLC 谐振变换器在启动时不采用软起动,启动瞬间浪涌电流接近112A,瞬时的大电流除了会造成硬件过流保护的误触动,也会损坏器件,严重时会烧坏整个变换器;图9(b)采用软启动控制,设定PI 输出初始值3f s ,经压控振荡器转换得到3f s 的PWM 波增大谐振腔的输入阻抗,实现软启动,软启动瞬间电流接近20A,之后开关缓慢减低频率到正常工作频率,浪涌电流较不采用软启动时相比有较大的减小
㊂
图9㊀谐振腔电流波形
Fig.9㊀Waveforms of resonant chamber current
图10是副边二极管的电流i d ㊁电压U d ,由图可
以看出混合控制下,PFM 模式和PS 模式均能实现副边的ZCS㊂由仿真结果可知,在给定额定电压时,LLC 谐振变换器能实现软启动,进行浪涌电流的抑制,在稳态过程中能够实现一次侧开关管ZVS,二次侧整流二极管ZCS㊂与理论分析一致
㊂
图10㊀稳态时二极管电压和电流波形Fig.10㊀Waveforms of diode voltage and current
5
21第2期胡存刚等:宽范围输入三电平半桥LLC 变换器混合控制
在仿真中设置模式切换点电压为700V,输入
电压低于700V 时采用变频控制,高于700V 采用移相控制㊂由图11可知,在0.025s 输入电压由600V 切换至800V,LLC 变换器由变频控制切换为移相控制(PFM-PS),在0.055s 输入电压切换至500V 控制模式,由移相控制再切换至变频控制
(PS-PFM),输出电压能够稳定在参考电压300
V㊂图11㊀恒压输出混合控制波形Fig.11㊀Waveforms of hybrid control
在模式切换处时,为防止输出在切换点来回振荡,状态切换点不能设置为单一点,应设置为滞环控制如图12所示,当输入电压上升至PFM 模式最大调节值时切换为PS 模式;当输入电压下降至PS 模式调节最小值时,切换为PFM 模式㊂因此PFM 最大值应比PS 模式调节最小值高,继而形成一个缓冲区,使得电路能够可靠切换,避免了单点切换的不稳定振荡
㊂
图12㊀切换点滞环控制
Fig.12㊀Switching point of hysteresis loop control
3.2㊀实验验证
为验证所提出方案的可行性,搭建一台4.5kW 实验样机,设置输出电压为300V,在保证LLC 谐振变换器一次侧实现ZVS 的条件下,控制LLC 谐振变
换器输入电压500~800V 进行验证㊂
图13是变换器工作时软启动波形,其中CH3是谐振电流,CH2是谐振腔输入电压,CH1是输出电压,从图13可以看出在启动瞬间开关频率较高,启动时的浪涌电流小,当电压上升至150V 时,变换器进入闭环,开关频率逐渐降低至正常工作频率
㊂
图13㊀软启动波形
Fig.13㊀Soft-start waveform
图14是开关管Q 1驱动电压V gs 和漏源极电压
V ds 波形图,CH1是开关管漏源极电压,CH2是驱动电压,在漏源极电压下降至0时,驱动电压开始上升,开关管实现
ZVS㊂
图14㊀Q1开关管V gs 和V ds 电压波形Fig.14㊀Voltage waveforms of Q1V gs and V ds
图15为输入500V /670V 下LLC 变换器在PFM 模式下实验波形㊂图15(a)中,CH3是谐振电流,CH2是谐振腔输入电压,CH3是变压器二次侧
电流,CH1是输出电压㊂由图15(a)可以看出,在PFM 模式下谐振电流近似于正弦波,变压器二次侧电流处于断续模式,即整流二极管实现ZCS,输出电压稳定,纹波较小㊂图15(b)中,CH1是DSP 侧驱动波形,从图中看出随着输入电压升高工作频率也升高,导致了驱动波形产生尖峰,二次侧电流处于断续模式的临界位置,谐振电流愈发接近正弦波㊂
621电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第28卷㊀
图15㊀PFM模式下实验波形
Fig.15㊀Waveforms of PFM under500V/670V
input voltage
图16为输入电压为800V下LLC谐振变换器工作在PS模式的实验波形,CH1是DSP侧驱动波形,CH2是谐振腔输入电压,CH3是谐振电流,CH4是整流二极管波形㊂由图16可以看出,在移相模式下谐振电流依旧近似正弦波,整流二极管电流工作在断续模式下,能够实现ZCS,输入电压的零电平占比明显上升,驱动电压与PFM模式工作在最大频率下相似
㊂
图16㊀800V输入下PS实验波形
Fig.16㊀Waveform of PS under800V input voltage
图17是变换器模式切换波形,变换器在切换点处由PS模式切换至PFM,其中CH3是谐振电流, CH1是开关管Q1DSP侧驱动波形
㊂
图17㊀PFM-PS切换波形
Fig.17㊀Switching waveform of PFM-PS
为对比全变频控制与混合控制效率,在除变压器匝比和谐振腔参数不同其余指标完全相同的两台样机上进行实验,结果如图18所示㊂从图中可以看出,相同输入电压时混合控制和全变频控制开关频率和效率并不相同,混合控制在模式切换点处达到最大效率96.1%,全变频控制在最大输入电压时达到最高效率95.3%,两种控制方式均在谐振频率处达到最大效率㊂但相较于全变频控制,混合控制的最大效率提高了1%左右,且LLC谐振变换器常工作于模式切换点处,因此采用混合控制的三电平半桥LLC谐振变换器在工作范围内的效率整体要高于全变频控制
㊂
图18㊀混合控制和全变频控制效率对比
Fig.18㊀Efficiency comparison of PFM-PS and PFM
method
4㊀结㊀论
本文针对三电平半桥LLC谐振变换器的电压增益问题,通过对其工作原理㊁增益特性㊁软开关特
721
第2期胡存刚等:宽范围输入三电平半桥LLC变换器混合控制
性以及控制方式进行分析,提出一种PFM-PS的混合控制策略,在保证变换器全范围内能实现软开关的条件下,提高了电压增益范围,减小了频率变化范围,使得变换器磁性元件设计难度降低㊂搭建仿真和实验平台对混合控制策略进行验证㊂结果表明本文提出的混合控制策略较传统的变频控制策略在相同的频率变化范围下具有更宽的电压增益范围和更高的效率㊂
参考文献:
[1]㊀王德玉,李沂宸,赵清林,等.采用定频移相控制的宽输出范
围多电平LLC谐振变换器[J].中国电机工程学报,2023,43
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(编辑:刘琳琳)
821电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第28卷㊀。