新型ZVS型Buck的ZVS QRC的设计

图XXX 表示 需要实际仿真后需要替换的项目，放在在这里仅仅为了做例子 公式 表示未经过仿真所计算的电路数据，仿真时可根据需要自行修改数据
1、引言
为减小DC ／DC 变换器尺寸和损耗，必须提高变换器开关频率，而开关频率的提高会直接提高开关损耗．引入软开关技术可解决这个矛盾.这里主要研究Buck 变换器的软开关电路，并通过仿真寻找软开关实现的条件。

课本提出一些软开关技术。

但均存在不足。

这里提出一种改进ZVS QRC Buck 变换器。

可有效降低器件电压应力。

为适应谐振过程还需设置一定死区。

2、ZVS 型Buck 准谐振电路
2.1、电路结构
图1为ZVS-Buck-QRC 电路结构。

图1 ZVS-Buck-QRC 电路结构
in U 为直流输入电源；开关管1V 、续流二极管VD 、输出滤电感f L 、输出滤波电容f C 和负
载R 构成基本Buck 电路；反并联二极管1VD 、谐振电容r C 和谐振电感r L ，用来实现软开关。

简单来说，
当1V 为关断状态时，r C 、r L 串联谐振，使1V 实现ZVS 开通；
当1V 为开通状态即将关断时，并联电容r C 可有效抑制1V 两端电压上升速度，降低关断损耗，抑制电压尖峰。

2.2软开关工作条件
1V 工作在ZVS 开通状态，则必须在r C 两端电压Cr u 已为零而r L 上电流Lr i 还未衰减到零的
时段内向1V 发送开通信号。

1V 从上个周期关断到这个周期开通的时间间隔（即关断时间）可表示为：
)1(D T T g off -= （1）
式中：D 为V 1门级脉冲的占空比。

谐振周期r r r L C T π2=。

即要实现1V 的ZVS 开启，需满足：
r off r
T T T <<2
（2）
2.3、电路参数设计
in U 为2.9~3.1V ，额定3V ；输出直流电压0U 为0.4~0.45V ；
额定功率0P =280W ；开关频率g f =500kHz 。

为减小输出电流、电压纹波，选取f L =400μH ，f C =500μH 。

r
g f f 通常取0.15~0.65即可，为计算方便，取
r
g f f =0.2。

则谐振角频率为：
g r r
r f f C L ππω1021
===
=1.57x107rad ·s -1 （3）
谐振时r L 和r C 储能相等，即
2
2
2
2
Cr
r Lr
r i C i L =
，由in Cr U u 2≈可得
02I U I U C L in r r =
≈=450 。

用此式除以式（3）可得r L =131.43H μ ，仿真中取150H μ； r C = 4.51nF ，仿真中取4.6nF 。

2.4、仿真结果
图2a为ZVS-Buck-QRC仿真结果。

通过谐振作用降到零后导通，实现ZVS开通，与理论分析完全相符。

图2b为ZVS-Buck-QRC与传统Buck电路效率曲线。

可见，ZVS-Buck-QRC较传统Buck变换器在低负载时效率平均提高约7%。

图2a与2b
ZVS-Buck-QRC电路通过谐振实现了ZVS，但ZVS只能在一个特定时间段内实现，即D只能在特定范围内调节，ZVS状态下输入电压只能在小范围内连续调节，设计谐振参数时需预先知道电路大概工作的占空比范围，此外，在谐振过程中将会提升至数倍以上的，增加了开关器件的耐压要求，这两个缺点极大限制了此电路的实用性。

3 改进ZVS型Buck变换器
3.1 电路结构
图3表示改进ZVS 型Buck 变换器电路。

相比图1电路，改进ZVS 型Buck 变换器电路添加了辅助开关 及其反并联二极管 、电容 。

与互补开通。

3.2 电路工作流程分析 为简化分析，作如下假设：
① 电路已工作稳态；
② f C 足够大。

即一个开关周期g T 内认为输出电压恒为0U ； ③ r L 与f L 相比很小，r C 与c C 相比很小； ④ 稳态工作时c C 两端电压恒为Cc U 。

电路进入稳态后，在一个g T 内可分为8个状态。

选取1V 关断时刻为分析起始点模态0。

模态1（0t ~1t ） 0t 时刻前1V 导通，2V 和VD 关断，电源通过r L ,f L 向负载供电。

0t 时刻关断，r C 、r L 开始谐振，VD 导通，f L 两端承受反向输出电压，Lf i 线性下降。

f
Lf L U dt
di 0
-
=,Cc in Cr U U u +=。

由于Cr u 不能突变，Cr u 从零开始上升，上升至Cc in U U +时，
r L 两端电压Lr u 下降到-Cc U ，2VD 导通。

此时Cr u 被限制在Cc in U U +，模态1结束。

模态2（1t ~2t ） 1t 时刻2VD 导通，Cc Lr U u -=，Lr i 线性下降。

直到2t 时刻Lr i 下降到零。

r Cc Lr L U dt di -=,可得12t t L i U r
Lr Cc -∆-=
，又由于0I i Lr -≈∆，代入上式可得1
20t t L I U r Cc -=。

由于Lr i 下降过程中2VD 导通，故在模态2中某时刻向2V 发送触发信号可使2V 实现ZVS 开通。

L R 和VD 形成回路。

模态3 （2t ~3t ） 2t 时刻，Lr i 过零。

由于在模态2中已向2V 发送触发信号，2V 在2t 时刻正式导通，r L 仍承受-Cc U ，Lr i 反向线性增大，r
Cc Lr
L U dt di -=，到3t 时刻Lr i 达到反向峰值min I 。

模态4 （3t ~4t ） 3t 时刻2V 关断，由于电感电流不能突变，Lr i 通过r C ，即r C 、r L 开始谐振。

这时，只要死区足够大，且r L 中储存的能量大于r C 中储存的能量，即
2
22
2min
Cr r r u C I L ≥，Cr u 就可以降到零。

设4t 时刻r C 中储存的能量完全释放，Cr u 降到零。

模态5 （4t ~5t ） 4t 时刻Cr u 降到零，由于222
2
min Cr r r u C I L ≥可知此时电感电流还没有
过零，由于电感电流不能突变，1VD 导通，1V 两端电压1V u 仅为1VD 的导通压降，在此模态内向1V 发送开通信号可实现ZVS 开通。

Lr u 恒为in U ，Lr i 线性下降，r
in
Lr L U dt di =。

5t 时刻Lr i 可继续正向增大。

模态6 （5t ~6t ） 5t 时刻，1V 导通，Lr i 线性上升，6t 时刻Lr i =Lf i ，VD 关断。

模态7 （6t ~7t ） 电源通过r L 、f L 向R 供电，Lr i 线性上升，f
r in Lr L L U U dt di +-=。

直到7t 时刻1V 关断，开始一个新周期。

在模态5中，虽然1V 有触发脉冲，但由于Lr i 仍为负值，1V 不能立刻导通，要等到Lr i 过零后才能实现D Lr i 到1V 的换流。

即1V 实际的导通时刻与触发脉冲发送时刻不同，存在一个占
空比损失的现象。

由上述分析可得电路在一个周期的工作波形如图4所示。

由式（2）与模态1可知死区时间大于r T 的一半，即2
r
D T T >。

图4 流程分析图
若希望1V 工作在ZVS 开通状态，则必须在Cr u 已为零而Lr i 还未衰减到零的时段内向1V 发送开通信号。

同时。

由于存在占空比损失，故实际占空比应该大于理论占空比，即0
U U D in
≥。

4仿真及实验
4.1 电路参数设计及谐振回路参数选择
in U =3V ，0U =0.425V ，0P =30W ，开关频率g f =500kHz 。

1V 承受电压应力不高于900V 。

f L =400H μ,f C =500F μ。

负载电流0I ≈0.227A （80%0P ）。

in
U U D 0
=
≈0.14。

为尽量提高D 可调范围，死区不能太宽，s D T T %7=；由2
r
D T T >
可得r T ≤1.4s μ， r ω=4.49x106
rad ·s -1
.由2
22
2min Cr r r u C I L ≥可得r
r Cr C I L u 2
min
≤
；由Cc in Cc U U u +=可知，为控制1V 电压应力不超过900V ，Cc U =1.14V ；同时1
20t t L I U r
Cc -=
可知Cc U 与r L I 0成正比，将Cc U =1.14V ，0I =0.227A 带入可得≈r L 22H μ.代入r
r r L C 1
=
ω可得r C ≈2.25F μ（实际计算值为0.00225F μ，仿真者请慎重仿真）。

4.2 仿真结果
图5a 与5b
图5为提出变换器仿真与负载电流波形。

由图5a 可见，1V u 被成功限制在900V 以下。

2V 关断后通过谐振作用下降到零，1V 实现ZVS 开通。

此外，死区设计很关键，倘若死区太小r C 没有完全放电，不能实现ZVS 开通；死区过大，Lr i 过零，r C 重新充电，也无法实现ZVS 。

由于使用了软开关技术，g f 可取很高，这里开关频率g f =500kHz ，图5b 为0I 波形。

很明显由于提高，输出电流波纹明显降低。

这样，在同样波纹要求下，f L 和f C 取值可以很小，有效降低了装置的整体体积。

5 结论
设计提出的一种改进型ZVS 型Buck 电路，仿真及实验证明该电路降低了器件电压要求，而且带载效果良好，有效降低了滤波器要求。

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