高效紧凑反激式变换器电信电源的设计.

高效紧凑反激式变换器电信电源的设计
高效紧凑反激式变换器电信电源的设计
类别：电子综合
众所周知，电信电源被要求工作于一个很宽的输人电压范围（36V 至
77V,而在48V输人时是最具有优异的电路性能。

但要求这种电路设计，应该紧凑、高效，而且具有低截面，以便能容纳在紧密的卡槽之间。

本文将讨论一个用于电信应用的
5W反缴式变换器开关电源，该变换器是基于通用离线式电源控制器--MAX5021芯片（IC1）来实现。

当今的电信系统包含众多的线卡，它们并行连接到高功率背板上，每一个都具有自己的输人滤波电容和低电压功率变换器。

由于大量输人滤波电容的并联使每一个的值，限制在仅几个微法，从而使电源设计相当困难。

那如何解决呢？
目前，MAX5021控制芯片是一种高频率、电流模式PWM控制器，很适合用于宽输人范围的隔离式电信电源。

它可用来设计小型、高效的功率变换电路。

其MAX502芯片特点是：具有固定的262kHz开关频率能使开关损耗控制在适当范围内，同时又适度地减小了功率元件的尺寸；芯片内部含有大回差的欠压锁定电路, 具有极低的启动电流，这种低损耗设计非常适合于具有宽输入电压范围和低输出功率的电源；逐周期电流限制（利用内部的高速比较器实现）降低了对于MOSFE和变压器的超额设计要求；以及还包括最大占空比限制和高峰值输出和吸收电流驱动能力等特性。

图1 所示, 为用通用离线式电源控制器- MAX520芯片进行输人电压范围在36V至72V的5W反激式变换器开关电源设计原理图。

下面就该离线式开关电源几个主要组成部的设计思想进行讨论。

功率级设计
电源设计的第一步是决定变换拓扑。

选择拓扑的条件应包括输入电压范围，输出电压，初级和次级电路中的峰值电流，效率，外形参数和成本。

对于一个具有1: 2输入电压范围、5W输出的小外形参数电源，
反激拓扑是最佳的选择。

这是为什么呢？因这种拓扑所需元件数最少，有利于降低成本和外形参数。

反激变压器可设计为连续或非连续工作模式。

在非连续模式中，变压器磁芯在关断周期完全传送其能量，而连续模式则在能量传送完成前开始下一个周期。

据此情况，基于以下原因选择非连续模式：它能使磁性元件中的能量存储最大化（因此降低了元件尺寸）；简化了补偿（没有右半平面的零点）；具有较高的单位增益带宽。

虽然非连续工作模式的一个缺点是初级和次级电路中较高的峰／
均电流比。

较高的比率意味着较高的RMS（等效串联电阻）电流，会导致更高
的损耗和更低的效率。

虽然有此缺点，但对于低功率变换来说，则非连续模式的优点却显然要多于缺点。

而且，该芯片的驱动能力，已足以驱动可承载峰值电流的功率开关管-
M0SFE（Q1）。

对于电信电源应用，MAX502在此拓扑中使用标准的MOSFET很容易获得15W的功率输出。

* 计算初级匝数 Np .
* 计算磁芯 AL 值。

* 考虑适当的绕组顺序和变压器结构以降低漏感。

请注意上面第一个方程是通用的，第二个方程只用于采用
MAX502的电源在40C 温升时的情况。

其中： =预期的变换器效率； Kp^配给初级绕组的面积（通
常为0.5） ； «丁=初级RMSt 流和平均电流之比（对于于非连续反激拓扑一
般为0.55到0.65） ； KU=S 口填充系数（0.4到0.5）； 」=电流密度 （9.862X / ） 时窗口温升低40C ）；以及BMAX 最大工作磁通密度（单位：特斯 拉，通常用在 0.12T 到 0.15T ） 。

选择一个面积乘积（AP ）等于或大于以上计算数值的磁芯，同时注 意磁
芯的横截面积。

以下表格给出了不同输出功率所对应的磁芯尺寸、 Ap 和磁 芯横截面积 （Ae ） ：
根据上述公式计算和表格中输出功率（5W-8W ）的选择，得出：
选择 EPC-I3 型（TDK 型号-PC44EPCI3-Z ） 磁芯 磁芯 Ap 和 Ae 为：
正如先前所讨论的，非连续工作模式要求磁芯在关断周期完全放
电。

次级电感量 Ls 决定了磁芯完全放电所需的时间。

经计算得 Ls 为:
导通周期初级绕组中上升的电流在磁芯中建立起一定的能量，在 随后的关
断周期被释放出来提供输出功率。

初级电感 Lp 必须在导通期间储存足 够的能量以支持最大输出功率 .
下一步，计算初级绕组匝数 Np,必须保证初级绕组在最大 V-S 面 积作用
下最大磁通密度不超
出上限。

最大峰值工作电流出现在最大占
空比时。

经计算初
级匝数 Np 为:
用四舍五人方式，使初级匝数为最接近的整数，并根据四舍五人
用公式计算次级
磁芯AL 值与磁路中的气隙有关。

MOSFE 导通期间大部分能量被 储存于
气隙中。

为降低电磁辐射，可将气隙开在磁芯的中柱上。

经计算磁芯数 值 AL 为：
反激变压器 T1 的设计
变压器设计中降低损耗、提高效率的关键是选择一个合适的磁 芯。

磁芯
和绕组面积乘积决定了变压器能够处理的功率及其温升。

选择磁芯时 还需要考虑拓扑（绕组中的平均电流与RMS 电流之比）、输出电流、效率和外形 参数。

下面将逐步解释如何设计一个非连续模式的反激变压器 T1/NS_A 。

*估算满足要求的最小面积乘积AP 与磁芯横截面积Ae,选择一
* 计算次级绕组电感，应保证磁芯在 根据供应最大负载所需的能量计算初级 *计算次级匝数NS 和偏置绕组匝 *计算初级RMS6流，估算次级RMS 个具有适当外形参数的磁芯和线轴。

最小关断时间内储能完全释放。

绕组电感。

数 Nbias. 电流。

后的初级绕组匝数计算次级绕组 Ns 和偏置绕组的匝数NBIAS 绕组Ns 和偏置绕组的匝数NBIAS.为：
次级和偏置电路整流二极管的正向压降分别假定为 0.7V 。

请参考二极管制造商提供的数据手册核实这些数据。

同样，
级和偏置绕组的匝数为最接近的整数。

0.2V 和 四
舍五人次
变压器制造商还须知道初级、次级和偏置绕组中的RMS电流，以便确定线径。

考虑到趋肤效应，建议采用不超过28AWG勺线径。

可将多线并绕
以达到符合要求的线径。

多丝绕组被非常普遍地用于高频变换器。

初级和次级绕组中的最大RMS电流发生在50%^空比（最低输人电压）和最大输出功率的情
3.1
IOUT=1.1A 条件下进行的.
MOSFET （Q 选择
MOSFE 的选择条件包括最大漏极电压、峰值/ RMS^级电流和封 装所允
许的最大耗散功率（不超出结温限制）。

MOSFE 漏极承受的电压是输入电 压、次级电压透过变压器匝比的反射、以及漏感尖峰的总和。

图 2为描述了漏 极电压VDS 和初级电流的关系。

MOSFE 的最大额定VDS 必须高于最坏情况下的 漏极电压（最大输入电压VIN （MAX ）和输出负载，而VSPIKE 电压尖峰）。

较低的最大额定VDS ®味着较短的沟道、更低 RDS （ON ）、更低的 栅极
电荷和更小的封装。

因此，可取的做法是，选择较低的 Np / NS 比，并且将 漏感尖峰控制在较低水平下，通过这些手段降低 VDS （MAX 要求。

可采用电阻/ 电容/二极管（RCD 缓冲网络来抑制尖峰。

初级RMS6流可被用来计算 MOSFE 的直流损耗。

MOSFE 的开关 损耗
和工作频率、总栅极电荷和关断过程中的交叉传导损耗有关。

导通期间的 交叉传导损耗可以忽略，因为非连续传导模式中初级电流是从零开始的。

为避 免在上电过程和故障情况下损坏，有必要降额使用 MOSFET
其中： QG=MOSFET 总栅极电荷（库仑）; Vcc^置电压
（伏） ; tOFF=^断时间（秒）;。

以及 CDS 漏源电容（法拉）。

RCD （R11 C10 D3缓冲网络设计
为了降低对于MOSFE 的 VDS 要求，建议在初级侧采用 RCD 缓冲器 采
抑制漏感中的能量所激发的尖峰。

缓冲器消耗了这些能量，不然的话，它们 只能由
MOSFE 自身来消耗。

缓冲器中的电容必须有足够高的容量来吸纳漏感能 量，使MOSFE 漏极电压不会超出容许范围。

可以用下面的公式计算这个电容： 其中： LL=S 感，由变压器厂商提供。

（本文所设计的变压器，通
常为1uH 到3uH.）VSPIKE=电压尖峰，典型为30V 至50V 。

IPK=峰值初级电流， 在本例中（最坏情况下）等于限流门限除以RSENS E 捡测电阻）。

二极管D3必须为快速开关型，反向隔离电压至少等于 MOSFE 的 额定
VDS （MAX ）电阻的选择应使RC 时间常数2至3倍于开关周期。

电阻的耗 散功率是漏感能量乘频率，再加上电容两端直流偏压所产生的功率两者之和。

可用公式（略）估算电阻的功率损耗 PR.C10-- 缓冲电容 R11-- 缓冲电阻.
输入滤波器 （C1 C2 R1 ） 设计 输入滤波器降低了变换器脉冲电流的交流成
分，这样使变换器对 于输入电源呈现为一个直流负载。

这个滤波器的设计参数有 RMS 纹波电流容
量、输人电压和允许反射回电源的交流分量水平。

由于非连续模式的反激式变换器要在每个周期内通过电容器 ESR 吸取三
况下。

可用公式计算初级 RMSt 流（IPRMS ）和次级RMSt 流（ISRMS ）为：
偏置电流通常低于10mA 这样在选择线径时主要考虑的是绕线的
便利性而非其载流能力。

为了降低开关关断时的漏感尖峰，合理的绕线技术和顺序非常重 例
如，可以将次级绕组夹在两半初级绕组之间，并使偏置绕组靠近次级绕 这样偏置
电压会跟随输出电压。

需要说明的是 ： 标题外. 其余均略； 要。

组，
* 在上述反激变压器 T1 计算值中，其计算公式除
计算的规格为VIN=36V-72V,VOUT=5.1及
角形的峰值电流，需要采用大型铝电解电容，因为它们具有低ESR和高纹波电流容量。

但是，对于一个分布式供电系统，相并联的变换器输人滤波电容加在一起，可能会在启动时产生无法接受的浪涌电流。

作为另一种选择，你也可以采用陶瓷电容，以获得低ESR 和高纹波电流容量。

同时又保持较低的总电容。

输人峰到峰纹波电压包括因电容器ESR（A VESR和因电容器电荷损失所造成的电压降（A Vc）。

对于低ESR陶瓷电容，可以使来自于电荷损失和ESR纹波的贡献之比为3: 1，可利用下面的公式估算电容器的电容量CIN和ESR:
选择一个具有足够RMS平均有效值）纹波处理能力，同时又不会使内部温升过高的电容器。

采用下面的公式估算输入电容中的RM敦波电流ICRMS：LC输出滤波器（L2 C9 ）设计对于输出电容的要求取决于负载端所能接受的峰到峰纹波电平。

反激式变换器中的输出电容要在开关导通时间内供应负载电流。

而在关断周期，随着磁芯能量的释放，变压器次级绕组将损失的电荷补充回来，并且同时供应负载电流。

同样，输出纹波是输出电容器ESR所产生的电压降（A VESR和开关导通时间内因电荷损失所产生的电压降（A Vc）两者之和.MAX5021的高开关频率降低了对于电容量要求。

除此之外，次级电流的di /dt流过输出电容的ESL时还会产生额外的尖峰噪声，叠加在输出纹波上。

一个小的LC滤波器就可以抑制掉这些低能
量的尖峰，并且它也有助于衰减开关频率纹波。

为了尽量减小滤波器的相位滞后效应，确保其不影响补偿，应将其转角频率设计在远离预估闭环带宽一个十倍频程以上。

图3示出了采用和未用LC滤波器时的峰到峰纹波波形。

关于电
源的功率损耗
高频开关变换器的损耗可能会很大，因为开关损耗和直流损耗是简单相加的。

要将开关损耗保持在最低水平, 仔细地挑选元件是很有必要的。

MAX502被设计为具有足够高的工作频率，以便降低无源元件的尺寸，同时又具有尽可能低的开关损耗。

MAX502的低启动电流和低静态工作电流使控制电路中的功率损耗降至最低。

为了进一步降低开关损耗，达到更高的转换器效率，选用一个具有较低栅极电荷和栅到漏电容的
MOSFET并且平衡MOSFE的
直流和开关功率损耗。

QG=MOSF栅极总电荷（纳库仑）；Vcc=VCC 电压（MAX5021的引脚4）; tF=关断时间（秒）;VD关断时的漏极电压（伏）；fSW开关频率（262kHz）;以及IPK=初级峰值电流（安）;
IP RMS电流平均有效值.
在次级侧采用肖特基二极管可以获得低VFB和低反向恢复损耗。

采用下面的公式计算次级二极管中的直流损耗PD忽略因开关过程而产生的反
向恢复损耗：PD=VFB*Io其中：VFB=^级二极管于IPK/2时的正向
压降（伏）。

为了降低变压器初级和次级间的漏感，可以将次级绕组夹在两半初级绕组中间。

采用多股线绕组可以降低趋肤效应所造成的损耗。

输出电压的稳定控制与频率补偿
频率补偿环由输出VOUT各经并联调节器（误差放大器）IC2-TLV431 AC光电耦合器IC3-MOC207以及MAX5021内部的PWM匕较器组成。

以实现对输出电压的稳定控制. 而频率补偿环路经也是由此闭合.
通过优化的线路板设计可以获得8kHz的闭环带宽和440的相位裕
量。

通过切换负载（20us内从100mA到IA），我们可以检验其负载瞬态响应，你
会在输出电压上得到一个小的偏移和快速建立过程中的波动。

一个过补偿的变换器会增加
其响应时间，并且还会在打开过程中造成输出电压过冲。

布局和安全准则高频开关变换器会产生高摆率的电压和电流波形。

为了使电压尖峰和电磁辐射降至最低，应该最大限度减小电流环路和印刷线条中的寄生电感。

合理的元件摆放是缩短高频线条的关键。

依照以下步骤可以获得良好的布局：
*尽可能减小由输入电容正端、变压器初级、MOSFE开关、检流电阻和输人电容负端构成的环路。

*尽可能缩短从MAX5021到开关
MOSFE的栅极驱动线条。

* RCD缓冲器元件尽可能靠近输入电容和
MOSFE开关。

*连接到MAX5021VC C VIN和CS引脚的陶瓷电容应靠近IC
放置。

* 尽可能减小由变压器次级、次级二极管和输出电容组成的环路。

*为了在印刷板上有效散热，在MOSFE漏极、变压器次级和次级二极管上大面积敷铜。

电路类型（SELV, TNV-1, TNV-2或TNV-3）及其玷污程度（取决于电路所处环境）决定了对于初级和次级电路的间隔要求。