张兴电力电子课后习题及答案

题 2.19 图 2.20 试分析电力电子器件串并联使用时可能出现什么问题及解决方法。 答：采用多个功率管串联时，应考虑断态时的均压问题。应在功率管两端并联电阻均衡静态
压降，并联 RC 电路均衡动态压降。 采用多个功率管并联时，应考虑功率管间的均流问题。在进行并联使用时，应尽选择同 一型号且同一生产批次的产品，使其静态和动态特性均比较接近。其中功率 MOSFET 沟道 电阻具备正温度系数，易于并联。 2.21 电力电子器件为什么加装散热器？ 答：与信息系统中的电子器件主要承担信号传输任务不同，电力电子器件处理的功率较大， 具有较高的导通电流和阻断电压。 由于自身的导通电阻和阻断时的漏电流， 电力电子器件要 产生较大的耗散功率，往往是电路中主要的发热源。为便于散热，电力电子器件往往具有较 大的体积，在使用时一般都要安装散热器，以限制因损耗造成的温升。
Байду номын сангаас
ii
ui
io
RL
uo
考虑到上述电路中缓冲电容 C 的稳压作用以及该电路的电压－电压变换功能，输出滤波电 感 L 是冗余元件，可以省略。缓冲电容的作用变换为输出滤波。电路结构见下图。
ii
ui
io
RL
i
uo
3）boost-buck 型 DC-DC 电压变换器构建的基本思路 将 boost 型、buck 型变换器电路相互串联并进行适当化简，即可构建 boost-buck 型变换 器。 boost-buck 型 DC-DC 电压变换器构建的方法： ○ 1 输入级采用 boost 型电压变换器电路，并将其输出负载省略。 输出级则采用 buck 型电压变换器电路，并将其输入电压源省略。 串联 boost 型电压变换器电路的输出与 buck 型电压变换器电路的输入。 ○ 2 若假设两电路串联后的开关管 VT1、VT2 为同步斩波开关管，省略冗余元件。
晶闸管的结面在阻断状态下相当于一个电容，若突加一正向阳极电压，便会有一个充 电电流流过结面，该充电电流流经靠近阴极的 PN 结时，产生相当于触发电流的作用，如果 这个电流过大， 会使元件误触发导通， 因此对晶闸管还必须规定允许的最大断态电压上升率。 在规定条件下， 晶闸管直接从断态转换到通态的最大阳极电压上升率， 称为断态电压临界上 升率 du/dt。 2.15 试解释为什么 GTR 有二次击穿现象，而 Power MOSFET 没有。 答：GTR 有二次击穿现象，而 Power MOSFET 没有二次击穿现象的根本原因是这两种器件 的工作载流子性质不同。GTR 这类双极性器件主要依靠少数载流子的注入传导电流，少数 载流子的注入密度随结温升高而增大。 电流的增大使结温进一步升高， 从而使得电流与结温 之间具有正反馈的关系。而功率 MOSFET 主要依靠多数载流子导电，多数载流子的迁移率 随温度的上升而下降，其宏观表现就是漂移区的电阻升高，电阻升高会使电流减小，电流的 减小使得结温下降， 从而使得电流与结温之间呈负反馈关系。 该特性不仅使得功率 MOSFET 没有热反馈引起的二次击穿现象，其安全工作区大大增大。 2.16 从最大容量、 开关频率和驱动电路三方面比较 SCR、 Power MOSFET 和 IGBT 的特性。 答：最大容量递增顺序为 Power MOSFET、IGBT、SCR；开关频率递增顺序为 SCR、IGBT、 Power MOSFET；SCR 为电流型驱动；而 Power MOSFET 和 IGBT 为电压型驱动。 2.17 解释电力电子装置产生过电压的原因。 答： 电力电子装置可能的过电压原因分为外因和内因。 外因过电压主要来自雷击和系统中的 操作过程等外部原因，如由分闸、合闸等开关操作引起过电压。而内因过电压主要来自电力 电子装置内部器件的开关过程。1）换相过电压：晶闸管或与全控型器件反并联的二极管在 换相结束后不能立刻恢复阻断，因而有较大的反向电流流过，当恢复了阻断能力时，该反向 电流急剧减小，会因线路电感在器件两端感应出过电压；2）关断过电压：全控型器件关断 时，正向电流迅速降低而由线路电感在器件两端感应出的过电压。 2.18 在电力电子装置中常用的过电流保护有哪些？ 答：快速熔断器、快速断路器和过电流继电器都是专用的过电流保护装置，还有通过驱动实 施保护的电子电路过流保护。 2.19 采用 IGBT 作为功率开关器件，画出 RCD 缓冲电路，并分析 RCD 中各元件的作用。 答： V 截止时，负载电流通过 VDs 向 Cs 分流，减轻 V 的负担，可抑制由 Ldi/dt 引起的过 电压。V 导通时，Cs 上能量通过 Rs 释放。
I T(AV) = IT = Kf =
1 2p
ò ò
p
p
p /3
I m sin wtd (wt ) =
3I m 4p
1 2p IT
p /3
( I m sin wt ) 2 dwt = 0.45I m
I T(AV)
= 1.88
不考虑电流裕量，晶闸管额定电流为 0.45Im/1.57=0.29 Im
题 2.8 图 2.9 试分析可能出现的晶闸管的非正常导通方式有哪几种。 答：阳极电压达到正向转折电压 Ubo；阳极电压上升率 du/dt 过高；结温过高。 2.10 晶闸管串入 2.10 图所示的电路，试分析开关闭合和关断时电压表的读数。 答：在晶闸管有触发脉冲的情况下，S 开关闭合，电压表读数接近输入直流电压；当 S 开关 断开时， 由于电压表内阻很大， 即使晶闸管有触发脉冲， 但是流过晶闸管电流低于擎住电流， 晶闸管关断，电压表读数近似为 0（管子漏电流形成的电阻与电压表内阻的分压值） 。
ii
io
RL
○ 4 开关管 VT 导通时缓冲电容两端电压由 Uo 突变为 0，将通过 VT 迅速放电，放电电流很 大，使开关管 VT 的电流应力大大增加，为此需加入钳位二极管 VD，阻止缓冲电容放电。 电路结构见下图。
VD L
ii
io
VT C
RL
○ 5 若令变换器电路中的开关管、二极管、电容、电感均为理想无损元件并考虑变换器输入、 输出能量的不变性，得 ui﹒ii＝uo﹒io，则 buck 型电流变换器在完成降流变换的同时也完成 了升压变换。boost 型电压变换和 buck 型电流变换存在功能上的对偶性。由 buck 型电流变 换器电路可以导出 boost 型电压变换器。 变换器电路中开关管的开关频率足够高时， buck 型电流变换器电路中的输入电流源支路可 以用串联大电感的电压源支路取代。电路结构见下图。
○ 2 buck 型电压变换电路的输出电压呈方波脉动，为抑制输出电压脉动需要在基本原理电路 的输出端两侧并入滤波电容 C。电路结构见下图。
ui
RL
uo
○ 3 由于 Uo≤Ui，开关管 VT 导通时，电压源将对滤波电容 C 充电，充电电流很大，相当于输 入输出被短路，以至于开关管 VT 所受的电流应力大大增加而损坏。为了限制开关管 VT 导 通时的电流应力，可将缓冲电感 L 串入开关管 VT 的支路中。电路结构见下图。
ui
uo
RL
○ 4 开关管 VT 关断时缓冲电感 L 中电流的突变为 0，将感应出过电压，使开关管 VT 的电压 应力大大增加， 为此需加入续流二极管 VD 缓冲电感释放能量提供续流回路。 电路结构见下 图。
ui
uo
RL
2）boost 型 DC-DC 电压变换器构建的基本思路 ○ 1 构建 buck 型 DC-DC 电压变换器的基本原理电路 输入电流源 Ii 通过开关管 VT 与负载 RL 相并联 开关管 VT 关断时，输出电流等于输入电流，即 io＝Ii 开关管 VT 导通时，输出电流等于零，即 io＝0 输出电流的平均值为 Io =（0·ton+ Ii·toff）/T = (1-D)·Ii, 由于 1-D≤1，Io≤Ii 该电路起到了降流变换的基本功能。电路结构见下图。
题 2.10 图 2.11 为什么 GTO 的内部结构与普通晶闸管相似， 但却可以通过施加门极负电流使其关断？ 答：GTO 是一种多元的功率集成器件，内部包含数十个甚至数百个共阳极的小 GTO 元，这 些 GTO 元的阴极和门极则在器件内部并联在一起。这种结构使得门极和阴极间的距离大为 缩短，P2 基区的横向电阻很小，便于从门极抽出较大的电流；其 a2 较大，使得晶体管 V2 对门极电流的反应比较灵敏，同时其 α1+α2≈1.05，更接近于 1，使得 GTO 导通时饱和程度 不深，更接近于临界饱和，从而为门极控制关断提供有利条件。 2.12 Power MOSFET 和 GTR 哪个易于并联，为什么？ 答：Power MOSFET 更易于并联，其导通沟道电阻为正温度系数。 2.13 试解释 Power MOSFET 的开关频率高于 GTR、IGBT、GTO。 答：Power MOSFET 为单极性器件，没有少数载流子存贮效应，反向恢复时间很短。 2.14 试说明动态参数通态电流临界上升率 di/dt 和断态电压临界上升率 du/dt 的意义。 答：晶闸管门极注入触发电流后，晶闸管开始只在靠近门极附近的小区域内导通，随着时间 的推移，导通区才逐渐扩大到 PN 结的全部面积。如果阳极电流上升太快，则会导致门极附 近的 PN 结因电流密度过大而烧毁，使晶闸管损坏。所以对晶闸管必须规定允许的最大通态 电流上升率，称为通态电流临界上升率 di/dt。
1boost变换器输出电压uo1ui1d从而得到d1uiuo已知uo48v当uiuimin18v时有占空比最大值dmax1uimin1810625uo48uimax3010375uo48当uiuimax30v时有占空比最小值dmin1占空比范围037506252输出电流平均值iouo4816ar3根据理想变换器输入输出功率平衡原理uiiiuoio得平均输入电流iiuoiouiuoio48164267auimin18uoio4816256auimax30当uiuimin18v时有最大平均输入电流iimax当uiuimax30v时有最小平均输入电流iimin38简述伏秒平衡和安秒平衡原则并分别用两种方法分析cuk变换器的输出输入关系电感电压的伏秒平衡特性稳态条件下理想开关变换器中的电感电压必然周期性重复由于每个开关周期中电感的储能为零并且电感电流保持恒定因此每个开关周期中电感电压ults0uldtuldtuldt00tontonts电容电流的安秒平衡特性稳态条件下理想开关变换器中的电容电流必然周期性重复而每个开关周期中电容的储能为零并且电容电压保持恒定因此每个开关周期中电容电流ic0tsicdtton0icdticdttontscuk变换器电感电流连续时
io
○ 2 boost 型电流变换电路的输出电流呈方波脉动，为抑制输出电流脉动，需要在基本原理电 路的输出支路中串入滤波电感 L。电路结构见下图。
i
ii
io
RL
○ 3 由于 Io≤Ii，当的开关管 VT 断开时，电感 L 中电流发生突变，将感应出极高的电压，以至 于开关管 VT 所受的电压应力大大增加而损坏。为了限制开关管 VT 关断时的电压应力，可 将缓冲电容 C 并入开关管 VT 的两端。电路结构见下图。
第三章
3.1 试简述 4 种基本 DC/DC 变换器电路构建的基本思路与方法。 答：1）buck 型 DC-DC 电压变换器构建的基本思路： ○ 1 构建 buck 型 DC-DC 电压变换器的基本原理电路 输入电压源 Ui 通过开关管 VT 与负载 RL 相串联 开关管 VT 导通时，输出电压等于输入电压，即 uo＝Ui 开关管 VT 关断时，输出电压等于零，即 uo＝0 输出电压的平均值为 Uo=（Ui·ton+0·toff）/T = D·Ui , 由于 D≤1,Uo≤Ui 该电路起到了降压变换的基本功能。电路结构和工作波形见下图。
第二章
2.1 试说明电力电子器件和信息系统中的电子器件相比，有何不同。 答：具有较大的耗散功率；通常工作在开关状态；需要专门的驱动电路来控制；需要缓冲和 保护电路。 2.2 试比较电流驱动型和电压驱动型器件实现器件通断的原理。 答： 电流驱动型器件通过从控制极注入和抽出电流来实现器件的通断； 电压驱动型器件通过 在控制极上施加正向控制电压实现器件导通， 通过撤除控制电压或施加反向控制电压使器件 关断。 2.3 普通二极管从零偏置转为正向偏置时，会出现电压过冲，请解释原因。 答：导致电压过冲的原因有两个：阻性机制和感性机制。阻性机制是指少数载流子注入的电 导调制作用。电导调制使得有效电阻随正向电流的上升而下降，管压降随之降低，因此正向 电压在到达峰值电压 UFP 后转为下降，最后稳定在 UF。感性机制是指电流随时间上升在器 件内部电感上产生压降，di/dt 越大，峰值电压 UFP 越高。 2.4 试说明功率二极管为什么在正向电流较大时导通压降仍然很低， 且在稳态导通时其管压 降不随电流的大小而变化。 答：若流过 PN 结的电流较小，二极管的电阻主要是低掺杂 N-区的欧姆电阻，阻值较高且为 常数，因而其管压降随正向电流的上升而增加；当流过 PN 结的电流较大时，注入并积累在 低掺杂 N-区的少子空穴浓度将增大，为了维持半导体电中性条件，其多子浓度也相应大幅 度增加，导致其电阻率明显下降，即电导率大大增加，该现象称为电导调制效应。 2.5 比较肖特基二极管和普通二极管的反向恢复时间和通流能力。从减小反向过冲电压的 角度出发，应选择恢复特性软的二极管还是恢复特性硬的二极管？ 答：肖特基二极管反向恢复时间比普通二极管短，通流能力比普通二极管小。从减小反向过 冲电压的角度出发，应选择恢复特性软的二极管。 2.6 描述晶闸管正常导通的条件。 答：承受正向电压且有门极触发电流。 2.7 维持晶闸管导通的条件是什么？怎样才能使晶闸管由导通变为关断？ 答：晶闸管流过的电流大于维持电流；通过外部电路使晶闸管流过的电流低于维持电流。 2.8 若流过晶闸管的电流波形如题 2.8 图所示，电流峰值为 Im，试求该电流的波形系数， 并选择晶闸管（不考虑电压、电流裕量） 。 答：