宽输入多路输出光伏辅助电源的设计

宽输入多路输出光伏辅助电源的设计
刘超; 陈荣
【期刊名称】《《电子设计工程》》
【年(卷),期】2019(027)016
【总页数】6页(P101-106)
【关键词】辅助电源; 宽范围输入; 多路输出检测; 反馈补偿
【作者】刘超; 陈荣
【作者单位】江苏大学电气信息工程学院江苏镇江212013; 盐城工学院电气工程学院江苏盐城224051
【正文语种】中文
【中图分类】TN710.1
在太阳能光伏发电系统中，光伏电池的输出特性受环境因素的影响，幅度变化范围较大，所以为光伏控制系统提供能量的辅助电源应具备在大范围直流电压变化情况下的稳定工作能力[1]，即应该有一个相当宽的工作电压范围。

文献[2-5]采用双管反激拓扑，降低了开关电压应力，但是输入电压范围较低。

文献[6-10]设计了一种高电压范围输入的辅助电源，但是基于单管反激拓扑，在高电压输入时开关管的电压应力很大。

由于光伏发电系统中的各个控制系统对电压精度要求较高且输入的电压等级不同，即所设计的辅助电源应该具备多路输出，此时，一种电压等级输出端的负载调节性能会受到其余输出端负载发生变化时带来的影响，当负载突变时，会
严重影响到输出电压的精度。

为克服以上不足，设计了一款基于双管反激拓扑的宽范围输入四路输出的辅助电源，相比于传统的辅助电源，为了使电源输入电压范围更宽，设计了一种低损耗启动电路；为了改善负载调性能设计了多路输出检测电路；同时，为了改善电压反馈电路的稳态精度和动态性能，设计了反馈补偿电路。

1 双管反激变换器工作原理
双管反激变换器电路拓扑如图1 所示，其中S1、S2 为功率开关管，D1、D2 为续流端二极管（通常也称为嵌位二极管），Lm 是变压器初级绕组的励磁电感，L1
是变压器初级绕组的漏感，N1 是初级绕组线圈匝数，N2 是次级绕组线圈匝数；Ubus 为直流输入电压，Uo 为输出电压，iL1 为变压器初级绕组上的电感电流，
iL2 为变压器次级绕组上的电感电流，iD为流过续流二极管上的电流。

C1 为输出
滤波电容，R1 为负载。

图1 双管反激变换器电路拓扑
反激式开关电源通常工作于两种模式：即连续导通模式（Continous Conduction Mode，CCM）和断续导通模式（Discontinous Conduction Mode，DCM），DCM 相对于CCM 的优势在于可以减小磁芯尺寸，从而减小变压器的体积。

当电源工作在断续导通模式时，次级绕组上的整流二极管在关断时电流几乎为零，因此，在新的周期开始时，二极管D3 已经完全关断，所以DCM 模式避免了整流二极管的反向恢复问题，因而更加适用于高电压在宽范围输入的光伏发电系统。

图2 为DCM 模式下的双管反激辅助电源的工作波形，一个开关周期主要分为4 个工作阶段[11]。

1）工作模式1（t0～t1）：t0 时刻，开通开关管S1、S2 ，直流输入电压Ubus
给变压器初级绕组上的励磁电感Lm 和漏感L1 提供能量，初级绕组上的电感电流
iL1 线性上升，斜率为diL1/dt =Ubus/(Lm+L1)，续流二极管D1、D2 处于关断
状态。

次级绕组上的电感电压下正上负，整流二极管D3 反向截止，负载由滤波电容C1 提供能量。

2）工作模式2（t1～t2）：t1 时刻，关断开关管S1、S2，电感电流iL1 开始下降，由于电感电流不能突变，于是原边电感两端电压反向，续流二极管D1、D2 开始导通，使由漏感所引起的原边绕组感应电势钳位在直流输入电压Ubus ，将剩余的能量回馈给电网。

开关管S1、S2 所承受的反向电压均为Ubus，D3 开始导通，副边电感向电容C1 充电，同时也给R1 提供能量。

3）工作模式3(t2～t3)：t2 时刻，原边电感电流值iL1 降为0，续流二极管D1、D2 断开，iD 下降到0，iL2上升到最大值，开关管S1、S2 两端电压下降到[Ubus+（N1/N2）×U0]/2。

电容和负载上的能量由副边电感提供。

4）工作模式4(t3～t4)：t3 时刻，副边电感电流下降至0，变压器次级绕组折射到初级绕组上的电压副边电感变为0，此时，开关管S1、S2 承受的电压为Ubus/2。

t4 时刻开始新的工作周期。

由以上分析可知，双管反激变换器开关管上的电压应力为直流输入电压，且不需要额外的吸收电路，因此，能广泛的应用于高电压宽输入的光伏发电系统。

图2 双管反激变换器在DCM下的工作波形
2 辅助电源电路设计
2.1 启动电路
传统的辅助电源的电压输入范围相对较窄，其电路如图3 所示，其中Vin（DC）为直流输入电压，Vcc为输出电压，主要为电源的控制芯片在启动时供电。

当输入电压较低时，为了快速启动，R1 的值取的较小，此时R1 上产生的损耗较小，但是在电压升高时，R1 上产生的损耗会变得非常大[12]。

因此传统的启动电路无法应用于具有宽电压范围输入特点的光伏发电系统中。

图3 传统启动电路
设计的低损耗启动电路如图4 所示。

图中R1，R2 和R3，R4 分别为开关管的栅极、漏极限流电阻，C3 为储能电容，VCC 为控制芯片上的电源电压。

电源刚开始上电时，直流输入电压VDC 通过电阻R1，R2 为开关管Q1 的栅极供电，当Q1 的栅-源电压大于其导通阈值电压时，开关管Q1 导通。

Q1 导通后，VDC通过电
阻R3，R4，Q1 给电容C3 充电，当电容C3 上的电压VCC 大于控制芯片的启动电压时，控制芯片就开始工作。

与此同时，电源的辅助绕组开始建立电压，并且也为电容C3 进行充电。

当电容C3 上的电压达到稳压管DZ1 上的稳压值时，开关
管Q1 立即关断，之后控制芯片完全由辅助绕组供电，因此，降低了启动电阻上的损耗。

为了使由直流母线电压对控制芯片供电这条支路在电路正常工作后可靠关断，另外设置了自关断电路。

当辅助绕组上的电压达到芯片的工作电压时，开关管Q2 也开始导通，开关管Q2 导通的结果使得Vs 被拉至低电平，开关管Q1 立即关断。

相对于传统的启动电路，减少了启动电阻上的损耗，扩大了辅助电源输入电压范围，提高了辅助电源的使用效率。

图4 低损耗启动电路
2.2 多路输出检测电路
传统辅助电源的电压误差放大器通常只对输出电压精度要求最高的输出端进行检测，其余输出端一般不设置反馈检测电路，只通过变压器各个绕组之间的相互耦合作用和自身的负载调节来调整输出。

在负载化不大的情况下，电源的各路输出相对较稳定，但是当电源负载发生突变时，设置了电压反馈检测的输出端可以依靠反馈电路稳定其输出，没有设置反馈检测的输出端由于超出了自身负载调节能力的范围，所以其输出端的电压会发生较大的波动。

为了改善电源各个输出端的负载调节性能，一种方法是同时对多个输出端电压进行检测，但是这样会造成成本大幅上升，并且也会使得电源的设计变得十分复杂。

多路输出检测技术不需要对所有输出端进行检测，而是通过在电压反馈误差放大器上并联检测电阻，每个输出端上的电压发生变
化时，相应的检测电阻上的电流也会发生变化，从而传递到误差放大器，通过一系列的调整，达到稳定输出电压的目的。

各个检测电阻上流过的电流根据输出功率的大小来确定，检测电流所占比例小的对应输出功率小的输出端，反之亦然。

图5 多路输出检测电路
首先设计每个输出端所占反馈量的比例，以满足实际应用的要求。

+5 V 输出给光伏发电系统中的微处理器供电，误差要求控制在±5%以内，因此对+5 V 输出占75%；±15 V 输出用来给光伏系统中的检测电路以及驱动电路供电，占15%；
+24 V 允许有±10%的误差，占10%。

采样反馈电路主要由PC817 光耦和TL431 稳压器等元器件组成。

其中TL431 作为基准和反馈误差放大器，采样输出，产生
对应的误差电压，该误差电压通过光耦PC817 转变成误差电流，耦合到初级中，作为控制芯片UC3845的输入，从而调整占空比，达到输出电压稳定的目的[13]。

PC817 的电流传输比CTR=1.6-0.8，取低限0.8，一般PC817 的三级管集电极电流在工作在If ≈6 mA 时，能保证其集电极电压在很宽范围内线性变化。

TL431 内部基准电压为Vref =2.5 V，PC817 光耦的发光二极管正向导通压降一
般取VD=1.4 V，则流过光二极管的最大电流为
R4的值为:
取检测电流Is=1.5 mA，则R6 的值为：
则实际检测的电流值为：
+5 V 输出端R1 的值为：
+15 V 输出端R2 的值为：
+24 V 输出端R3 的值为：
2.3 补偿电路
电流型开关电源的输出滤波特性都是单极点型的，故可以采用单极点-单零点补偿
器进行补偿。

该补偿器具有直流增益大，相位超前的特性，可以改善输出调节性能。

它在输出滤波器的最低极点频率或以下引入了一个零点，补偿了滤波器本身的极点引起的相位滞后，减少了误差放大器零点与极点间的相位滞后量[14-15]。

图6 单极点-单零点补偿网络
所设计的双管反激辅助电源参数如下：输入电压范围：DC120 V～DC800 V，共
有四路输出：+5 V/1 A，最小电流0.75A；±15 V/0.8 A，最小电流0.2 A；+24 V/1.5 A，最小电流0.5 A，控制芯片选用电流型控制的UC3845，开关频率50 kHz，变压器原边绕组匝数Np=67，+5 V 输出匝数Ns1=3，±15 V 输出端的匝数Ns2=Ns3=7，+24 V 输出匝数Ns4=14，+5 V 输出端的输出滤波电容
C=470 μF，±15 V 输出端的输出滤波电容C=200 μF，+24 V 输出端的输出滤波电容C=150 μF，变压器原边电流在采样电阻上产生的电压ΔVe =1 V。

确定控制到输出特性的直流增益ADC 为：
最大的闭环增益穿越频率，通常频率小于开关频率的1/5
控制对象极点频率：
根据式（8）～（11），则补偿网络幅频特性曲线平坦段的增益为：
补偿网络的零点为控制对象的最低极点
补偿网络的极点为输出电容ESR 引起的的零点，一般取fz0=20 kHz
输入电阻R1 是反馈电压的分压器上端电阻，为已知参数。

带入各项参数，可得补偿器的传递函数为
所设计的双管反激辅助电源属于单极点型控制对象，使ωz0=ωp，
ωp0=2πfpo(hi)，带入各项参数，可得其控制对象的传递函数为
多路检测反馈控制系统的开环传递函数为
3 实验结果
图7 双管反激辅助电源控制原理图
为了让实验现象更加明显，对所设计辅助电源各输出端由空载到满载情况下做了测试，并与传统辅助电源做了比较。

由于篇幅有限，只给出了+24 V输出端由空载到满载的实验波形，如图8 所示。

可以看出，当输出端突然由空载增至满载时，由于电源系统的调节需要一定的时间，因此电源的输出会降低，随着反馈电路的调节，电源的输出会在几个开关周期之后重新恢复到正常水平。

当其中某一个输出端上的负载发生突变时，其自身的输出会出现一定的波动，由于设计了多路输出检测电路，可以看出，其余输出端上的输出电压的变化仍然在正常范围之内。

为了便于比较分析，还对传统未设计多路检测电路的辅助电源和本文所设计的辅助电源在稳
态时的各输出端的电压平均值进行了测量，充分说明了所设计的检测电路有效，可行。

根据自动控制理论，系统要稳定，要求闭环系统开环传递函数伯德图满足以下几点[16]：
1）低频段有较高的增益以减小稳态误差；
2）带宽频率处的增益斜率为20 dB/dec；
3）截止频率处的相位裕量至少有45°；
使用Matlab 工具画开环传递函数T(s) 的伯德图。

由多路检测系统开环传递函数伯德图可以看出，在截止频率处，传递函数的相位裕度大于90° ，系统稳态性能较好，此外系统的截止频率小于开关频率的1/5。

在低频处，以-20 dB/dec 的斜率下降，系统稳态误差几乎为零，仿真结果表明，所设计的反馈补偿电路可行。

图8 +24 V由空载到满载
图9 多路检测系统开环传递函数伯德图
图10 开关管的vgs 和Vds 的波形，从图中可以看出，开关管关断后，Vds 的最高电压被嵌位二极管嵌位至输入电压，与理论分析的一致。

出现振荡是由初级绕组上的励磁电感、漏感以及开关管本身的寄生电容，分布电容之间发生谐振引起的，可以通过在PCB 制板时减小环路面积，降低续流回路漏感来减小开关管关闭时的谐振。

为了验证所设计的辅助电源的有效性，对不同输入电压和负载下的辅助电源效率进行了检测。

效率曲线如图11 所示，由图可以看出，辅助电源的效率随着输入电压和负载的增加而增加，当输入电压达到800 V，最高效率可达85%，说明所设计的双管反激辅助电源适用于宽范围输入场合。

表1 电源稳态输出电压传统辅助电源设计辅助电源5 V输出空载5.13 14.89 24.12满载5.10 15.98 25.87 15 V输出空载4.91 15.21 23.81满载5.47 15.18
25.03 24 V输出空载5.01 15.12 24.31满载5.99 16.03 24.15 5 V输出空载5.09 15.02 23.98满载4.99 15.13 24.02 15 V输出空载5.11 15.19 24.10满载5.20 15.03 24.21 24V输出空载5.15 14.98 24.05满载5.20 15.01 23.98输出端(单位：V)Vout(5V)Vout(15V)Vout(24V)
图10 开关管vgs 和Vds 的波形
图11 辅助电源效率
4 结论
文中设计了一种基于双管反激拓扑，适用于光伏发电系统高电压宽范围输入场合的辅助电源。

由实验结果可以看出，所设计的辅助电源输入电压范围广，输出电压纹波小，精度高，负载调节性能好，为宽范围输入多路输出辅助电源的设计提供了参考。

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