第5章DC-DC变换技术

因为 iC iL，iO当 时iL ，IOC充电，输出电压vo升高； 当 时，iLC放IO 电，输出电压vo下降，假设负载电
流io的脉动量很小而可以忽略，则
，即电感
的峰i峰C 脉i动L 电流 即为电容C充放电电流I L 。
电容充电Q 电 C 荷O 量V 即 Q 电 流C V 曲O线 与 V 横O 轴 C Q 所围的面积
第5章DC-DC变换技术
§5.1 概述
将一个不受控制的输入直流电压变换成为另一个受控的输 出直流电压称之为DC-DC变换。
随着科学技术的发展，对电子设备的要求是：①性能更加 可靠；②功能不断增加；③使用更加方便；④体积日益减 小。这些使DC-DC变换技术变得更加重要。目前，DCDC变换器在计算机、航空、航天、水下行器、通信及电视 等领域得到了广泛的应用，同时，这些应用也促进了DCDC变换技术的进一步发展。
3、 DC-DC变换器的要求及主要技术指标
1）输入参数：输入电压及输入电压变化范围；输 入电流及输入电流变化范围；
2）输出参数：输出电压及输出电压变化范围；输出 电流及输出电流变化范围；输出电压稳压精度。
输出电压稳压精度，包括两个内容: 负载调整率，即负载效应。指当负载在0-100%额
定电流范围内变化时，输出电压的变化量与输出 电压额定值的比值。 源效应是指当输入电压在规定范围内变化时，输 出电压的变化量与输出电压额定值的比值。 效率 输出电压纹波有效值和峰-峰值 比功率（功率/重量）,是表征小型化的重要指标电流应 力划分。可分为硬开关和软开关。所谓软开关是指电力半 导体器件在开关过程中承受零电压（ZVS）或零电流 （ZIS）。
5）按输入输出电压大小划分。可分为降压型和升压型。 6）按输入与输出之间是否有电气隔离划分。可分为隔离型
和不隔离型。隔离型DC-DC变换器按电力半导体器件的 个数可分为：单管DC-DC变换器[单端正激（Forward）、 单端反激(Flyback)]；双管DC-DC变换器[双管正激 (Double transistor forward converter)、双管反激 （Double transistor flyback converter）、推挽电路 （Push-pull converter）和半桥电路（Half-bridge converter）等]；四管DC-DC变换器即全桥DC-DC变换 器（Full-bradge converter）。不隔离型主要有降压式 （Buck）变换器、升压式（Boost）变换器、升降压式 （Buck-Boost）变换器、Cuk变换器、Zeta变换器、 Sepic变换器等。
V VO d ton t otn 'of f ton T tontT 'ofT f '
电感电流连续时， ' 1 ，电感电流断续
时，' 1 。
变换器输出电流等于电感电流平均值：
ILT 1Q T 11 2 iLton t'off2f2L V V O d 1 V d
上式表明，电感电流断续时，
设负载阻抗 Z，RL则电感平均电流为： 电感电流的最大值：
IL
VO RL
IL ma I xL 2 ILV R O L V O 2 (1 L ) f V O R 1 L 1 2 L f
电感电流的最小值：
IL m inIL 2 ILV R O L V O 2 (1 L ) f V O R 1 L 1 2 L f
(iL)openeV dd LVOton
开关状态2：Q关断tont T
t=ton时刻，Q关断，储能电感中的电流不能突变， 于是电感L两端产生了与原来电压极性相反的自 感电动势，该电动势使二极管D正向偏置，二极 管D导通，储能电感中储存的能量通过二极管D 向负载供电，二极管D的作用是续流，这就是二 极管D被称为续流二极管的原因。等效电路如图 5-5c所示，这时电感上的电压为：
2 DC-DC变换分类： 1）按激励方式划分。由于电力半导体器件需要激励信号，
按激励方式划分为它激式和自激式两种方式，它激式DCDC变换中有专业的电路产生激励信号控制电力半导体器 件开关；自激式变换中电力半导体器件是作为振荡器的一 部分（作为振荡器的振荡管）。 2） 按调制方式划分。目前在变換中常使用脉宽调制和频率 调制两种方式，脉宽调制PWM（pulse width modulation）是电力半导体器件工作频率保持不变，通 过调整脉冲宽度达到调整输出电压。频率调制PFM （pulse frequent modulation）是保持开通时间不变， 通过调节电力半导体器件开关工作频率达到调整输出电压。 频率调制在DC-DC变换器设计中由于易产生谐波干扰、 且滤波器设计困难。脉宽调制与频率调制相比具有明显的 优点，目前在DC-DC变换中占据主导地位。还有混合式， 即在某种条件下使用脉宽调制（PWM），在另一条件下 使用频率调制（PFM）。 3）按储能电感与负载连接方式划分。可分为串联型和并联 型两种。储能电感串联在输入输出之间称之为串联型；储 能电感并联在输出与输入之间称之为并联型。
Vd LVOtonVLOtoff
考虑到 tonT和
toff，(1可得)T
VO Vd
因此，Buck电路输出电压平均值与占空比 δ成正比，δ从0变到1，输出电压从0变到, 且输出电压最大值不超过输入电压。
由于滤波电容上的电压等于输出电压，电容两端
的电压变化量实际上就是输出电压的纹波电压 ，
的波形VO 如图V5O -6a所示。
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§5.2 DC-DC变换器的基本电路
1 、Buck电路
Buck电路又称为串联开关稳压电路，或降压斩波 电路。Buck变换器原理图如图5-5a所示。它有两 种基本工作模式，即电感电流连续模式CCM和电 感电流断续模式。电感电流连续是指输出滤波电 感电流总是大于零，电感电流断续是指在开关管 关断期间有一段时间电感电流为零，这两种状态 之间有一个临界状态，即在开关管关断末期电感 电流刚好为零。电感电流连续时，Buck变换器存 在两种开关状态；电感电流断续时，Buck变换器 存在三种开关状态；如图5-5b、c、d所示。
实现DC-DC变换有两种模式，一种是线性调节模式 (Linear Regulator)，另一种是开关调节模式（Switching Regulator）。
电源输入 单相或三相
电源输入 单相或三相
EMI 滤波
变压器
C
e
Vd Vo Vce
+
整流
基（门）
Vd 极驱动
Vo
误差 放大器 电压 -
参考
a 线性模式电源框图
1
Q Vd
iL
L
D
uc
io
iC CZ
2
Q iL
L
io
Vd
D
uc
CZ
a Buck电路图
Q
iL
L
io
Vd
D
uc
CZ
b Q导通
Q
L
io
Vd
D
uc
CZ
c Q关断
d Q关断时电感电流为零
图5-5 Buck变换器原理图及不同开关状态下的等效电路图
将图5-6所示的方波信号加到功率半导体器 件的控制极，功率半导体器件在控制信号 激励下，周期性的开关。通过电感中的电
Q导通期间，电感电流从零开始增长，其增长量
为
(iL)openeV dd LVOton
t tont'off
Q截止后，电感电流从最大值线性下降，在 时
刻下降到零，其减小量为： (iL)clos edV L O(tont'of)f
电感电流增长量和电感电流减小量在稳态
时应相等：
Vd LVOtonV L Otont'off
速转换到Q管。二极管D被截止，等效电路如图5-
5b所示，这时电感上的电压为：
uL
L
diL dt
若VO在这期间保持不变，则有：
显然
dt ton
Vd
VO
LdiL dt
V d L V O d d t L iV d L V O t o n i L i L V d L V O t on
即导通过程的电流变化：
RL
2Lf
LC
L(1)
RL 2f
LC即为临界电感值，式中RL为负载电阻。
2）电感电流断续工作方式（Discontinuous current mode）
图5-6b给出了电感电流断续时的工作波形，它有 三种工作状态：①Q导通，电感电流iL从零增长 到 I L m ax；②Q关断，二极管D续流，iL从 I L降m ax 到零； ③Q和D均截止，在此期间iL保持为零，负载电流 由输出滤波电容供电。这三种工作状态对应三种 不同的电路结构，如图5-2b、c、d所示。
显然
dt toff
VO
L diL dt
dLiVO dt L
iLV L OtOff
即关断过程的电流变化： (iL)closed VLOtOff
显然，只有Q管导通期间（ton内）电感L增 加的电流等于Q管截止期间（toff时间内） 减少的电流，这样电路才能达到平衡，才 能保证储能电感L中一直有能量，才能不断 地向负载提供能量和功率。
电感电流不能突变，只能近似的线性上升 和下降，电感量越大电流的变化越平滑； 电感量越小电流的变化越陡峭。当电感量 小到一定值时，在t=T时刻，电感L中储藏 的能量刚刚释放完毕，这时 ILmin，0此时的电
感量被称为临界电感，当储能电感L的电感
量小于临界电感时，电感中电流就发生断 续现象。
1 (1) 1
iL ILmax t0
ILmax t0
t IO
t
t
iD
ILmax
ILmax
0
I L m in
t0
t
iC Δ Q
t
iC
ΔQ
0
toff
0 t’off
t
vO
vO
0
VO
t0
VO
t
ton
T
ton
T
a 电感电流连续
b 电感电流断续
图5-6 Buck电路图各点波形
开关状态1：Q导通 0t ton
t=0时刻，Q管被激励导通，二极管D中的电流迅
V V
O d
不仅与占
空比有关，而且与负载电流有关。
Buck电路MATLAB仿真
+ -
v
Voltage Measurement
Continuous pow ergui
Pu l se Generator
g
m
d
s
Mosfet
i -
Current Measurement1
+
i -
+
i -
Series RLC Branch Current Measurement
工作在开关状态，工作频率很高，目前这个工作频率已达 到数百甚至1000KHz，这使电力半导体器件功耗减少、效 率大幅度提高。 2、体积小、重量轻。由于频率提高，使脉冲变压器、滤 波电感、电容的体积、重量大大减小，同时，由于效率提 高，散热器体积也减小。还由于DC-DC变换无笨重的工 频变压器，所以DC-DC变换体积小、重量轻。 3、稳压范围宽。目前DC-DC变换中基本使用脉宽调制 （PWM）技术，通过调节脉宽来调节输出电压，对输入 电压变化也可调节脉宽来进行补偿，所以稳压范围宽。 由于电力半导体器件工作在高频开关状态，它所产生的电 流和电压会通过各种耦合途径，产生传导干扰和辐射干扰。 目前，许多国家包括我国对电子产品的电磁兼容性和电磁 干扰制定了许多强制性标准，任何电子产品如果不符合标 准不得进入市场。
IL QS 2
T 2
ILT
2
8
VOUCQ CI8L C T8 C IL f
UC(V 8d LV C2 o)f V8 OL(1 C 2)f
由式可知，降低纹波电压，除与输入输出电压有 关外，增大储能电感L和滤波电容C可以起到显著 效果，提高电力半导体器件的工作频率也能收到 同样的效果。在已知 U C、Vd、Vo和f的情况下根 据上述公式可以确定C和L的值。
流iL是否连续取决于开关频率、滤波电感和 电容的数值。电感电流iL连续条件下其工作
波形如图5-6a所示。电路稳定状态下的工 作分析如下：
1）电感电流连续模式CCM（Continuous current mode）
VGE
VGE
0
t0
iL
0
IL m in
iQ
0
ILmax IO ILmax
I L m in
不控直流 整流 输入 滤波
DC-DC变换与隔离
高频整流 滤波
受控直流 输出 Vo
电压 参考
基（门） 极驱动
PWM 控制器
误差 放大器
b 开关模式电源(SMPS: Switch-mode power supply)框图图 5-3线性电源和开关电源框图
开关调节模式与线性调节模式相比具有明显的特点： 1、功耗小、效率高。在DC-DC变换中，电力半导体器件