长虹LT4619P液晶彩电开关电源原理与维修

长虹LT4619P 液晶电视机电源原理与维修
长虹的液晶电视机电源基本上采用了日本三肯（SANKEN）公司开发的STR系列电源厚膜电路。

按照液晶电视屏幕尺寸不同（功能不通），其开关电源共有GP01、GP02、GO03、GP04四种方案：GP01方案采用PFC+PWM二合一芯片STR-E1565，适合20英寸以内液晶电视机芯；GP02方案采用STR-V152+STR-X6759N芯片组合，适合26~32英寸液晶电视机心；GP03方案采用STR-E1565+STR-T2268芯片组合，适合37~42英寸液晶电视机芯；GP04方案采用了GP03方案相同的STR-E1565+STR-T2268芯片组合，但是芯片的外部元件电参数不同，它的输出功率大，是负载能力强，适合46/47/52英寸液晶电视芯。

图1是长虹GP04电源方案的典型电原理电路（46英寸和47英寸，用于52英寸图中个别元件要变更），下面先分析电源系统的工作原理，然后通过具体实例介绍长虹GP04电源的维修方法和技巧。

从图1电路可以看出，GP04方案电源系统由有源功率因数校正电路、+5V/+12V 开关电源和+24V开关电源三大部分组成。

一有源功率因数校正电路
有源功率因数校正电路主要由图1中的U807(STR-E1565)、升压变换器T801+T802、MOSFET功率开关器件Q805-806、互补推动管Q803-Q804、快速恢复二极管D806以及输入端的共模滤波与整流滤波器构成。

1 PFC+PWM控制器STR-E1565
STR-E1565是三肯公司推出的新一代PFC+PWM/MONFET高集成度单片电源控制厚膜电路，内置有相互独立的PFC控制级和PWM控制板。

PFC控制器构成前置变换电源可以采用升压式或反射式拓扑，而PWM控制板可以用来控制正激式或反激式电源变换。

与目前大多数PFC+PWM二合一芯片相比，STR-E1565把电源中的MOSFET 功率开关器件也集成到芯片内，因此具有电路简洁、低成本、低损耗和高可靠性等优点，为携带有功率因数校正功能的离线式开关电源提供了十分完善的解决方案。

STR-E1565内部方框电路如图2所示，其中○3~○8、○10、○11为PFC控制级单元，它的主要功能包括：启动定时器、电压误差放大器、电流误差放大器、零电流检测器、模拟乘法器、PFC预增益控制、逻辑控制、MOSFET图腾柱驱动、PFC延迟关断以及过电压保护、欠电压保护电路等。

STR-E1565采用21P单列直扦式厚膜封装，各引脚功能说明如下：
○1脚——START UP：高压启动输入端，内置高压电流源。

○2脚——Nc：空脚，用于拉开○1~○3脚间距，增强高压源与PFC之间绝缘。

○3脚——PFC OUT：PFC控制驱动脉冲输出，内设图腾柱时驱动级。

○4脚——ZCD：PFC过零检测输入，零电流检测信号有T801+T802副绕组提供。

○5脚——CS：PFC控制器检测电流输入，外接电流采样电阻，其上电压降作为输入电感电流采样，加到内部电流误差放大器的反相输入端。

○6脚——PFB/OVP：PFC输出直流电压反馈和过压保护检测输入端，内设有电压误差放大器、DVP与UVLD保护功能电路。

○7脚——COMP：PFC电压误差放大器输出，也是乘法器的输入端。

○8脚——GND：PFC控制单元公共接地。

○9脚——GND：PWM控制单元公共接地。

○10脚——MULT FP：内部乘法器另一输入端，通过外接电阻网络对输入整流电压采样，产生交流线电压检测信号加到乘法器第二输入端。

○11脚——DLP：PFC控制器关断控制，外接电容C off决定关断延迟时间。

○12脚——BD：PWM控制器反馈电压检测输入，用于过压保护。

○13脚——DCP：PWM控制器反馈电流检测输入，用于过流保护。

○14脚——DFB：PWM控制器输出直流电压采样反馈输入，外接光电耦合器用于
调整PWM驱动脉冲占空比，实现直流电压稳定不变。

○15脚——Vcc：PFC/PWM控制器公共电源输入端。

○16脚——VD OUT：内部基准电压源输出。

○17脚——SOURCE：PWM控制级内部MOSFET开关管源板。

○18、○19脚——NC：空脚，用于增强○17~○20脚源一漏极间绝缘。

○20、○21脚——DRAIN：PWM控制级内部MOSFET开关管漏极。

2 PFC控制电路工作原理
在STR-E1565系统，PFC控制单元设置了2个闲合环：第一个电流环的内环，它由U807○5脚内的电流误差放大器、比较器、乘法器和逻辑控制电路构成；第二个
电压环为外环，它由U807○6脚电压误差放大器、乘法器、比较器和逻辑控制电路构成。

两个闭合环各司其职，内部电流环采用连续平均电流方式，执行对电感电流波形的正弦化校正，提高系统电路的单位功率因数PF；外部电压环采用PWM调制方式，通过调整开关脉冲占空比稳压。

合上电源开关SW801，交流市电由L801~C801、L802~C802组成的两级共模滤波器滤除高频干扰成分，得到纯净交流电压通过BD801~C814/815桥式整流滤波，产生约3000V直流脉冲电压：一路经T801+T802原边绕组加到MOSFET功率开关管
Q805~Q806漏极；另一路经T801+T802原边绕组，D806直接加到厚膜块U807○1脚，
由内部高压电流源处理产生7MA恒定电流给○15脚外接电容C831充电，当C831上充电电压上升到16.2V时，启动定时器输出时钟脉冲通过逻辑电路和驱动级放大，从
U807○3脚输出，再由外部互补推动级Q803~Q804激励放大，驱动并接MOSFET管Q805~Q806导通。

Q805~Q806导通后，输入电感电流经T801+T802原边绕组→Q805~Q806漏一源极在并联电阻R831//R832上形成电压降，通过R827给电容C822充电并加到U807○5脚CS端，当C830上充电电压上升的哦内部电流比较放大器设定的门限电平时，比较器翻转触发逻辑门关断U807○3脚驱动脉冲，外部MOSFET开关管Q805~Q806截止；与此同时，T801+T802副边绕组感应脉冲经R829加到U807○4脚
内零电流检测器的同相输入端，在Q805~Q806截止使加至○4脚的检测电压下降到反相端设定门限电压（对应T801+T802原绕组电感电流过零）时，零电流检测器翻
转触发逻辑门打开，U807○3脚输出驱动脉冲激励Q805~Q806重新导通……上述过程交替进行，有源功率校正电路（APFC）进入周期性振荡。

APFC电路振荡工作，高频电感电流在T801+T802原边绕组激发相应的感应脉冲，由D806-C834整流滤波，再与BD801桥式整流直流电压叠加，得到VIN=400V直流电压，为5V/12V开关电源和24V开关电源供电。

APFC电路输出的VIN直流电压由R821//(R822+R808+R810)分压，作为采样电压
反馈到U807○6脚内电压误差放大器的反相输入端，与同相输入端的基准电压比较，得到误差电压有U807○7脚电容C830进行相位补偿送到乘法器；同时BD801整流电
压由R812//(R813+R815+R816)分压，作为交流线电压采样加到U807○10脚乘法器，两路采样信号相乘，其乘积作为基准电流加到电流误差放大器的相反输入端；Q805-Q806导通时漏极电流在R831//R832上形成电压降，作为输入电感电流采样加
到误差放大器同相输入端，与反相端电平进行比较，用以控制调整U807○3脚PWM 驱动脉冲的占空比。

如果某种原因使VIN直流电压升高，经电阻网络分压加到U807○6脚采样电压增大→与基准电压比较产生的误差电压减小→乘法器输出加到电流误差放大器反相
端基准电平减小→输入电感电流给U807○5脚C830充电上升到基准电平所需时间减少→逻辑电路中FF触发器复位提前→在恒定周期内U807○3脚驱动脉冲占空比减小
→VIN直流电压下降道设定值。

乘法器的输出作为电流误差放大器的基准电流包含两个矢量信息：一个是升压输出VIN采样，另一个是输入交流电压采样，因此当两个矢量中的VIN直流电压稳定不变，即电压误差放大器的输出恒定时，乘法器中的交流线电压矢量将对输入电感电流进行幅度调制，使电感电流包络线动态跟踪交流线电压变化而呈正弦波，完成电流波形校正和功率因数补偿。

3 PFC电路的保护功能
（1）峰值电流限制与过流保护
开关管Q805-Q806导通时，漏极电流在电阻R831//R832上形成电压降作为电流采样，通过给U807○5脚电容C822充电加到其内电流误差放大器，在该脚R827、
C822时间常数确定前提下，C822充电速率决定U807○3脚驱动脉冲占空比。

在开关
管漏流增大时，C822充电率加快，U807○3脚驱动脉冲占空比减小，由于自动限制Q805-Q806的漏极电流。

如果Q805-Q806漏极电流达到极限值I DM，则加到U807○5脚电压大于比较器的基准电平，比较器翻转关断驱动脉冲输出，Q805-Q806截止。

（2）过压/欠压保护
U807○6脚内设有两个比较器，其基准门限电压分别为4.3V和2.7V，如果反馈到U807○6脚VIN采样电压达到4.3V，则比较器Ⅰ翻转关断驱动脉冲执行DVP过
压保护；倘若反馈到U807○6脚VIN采样电压下降到2.7V，则比较器Ⅱ翻转关断驱动脉冲执行UVLO欠压保护。

二+5V/+12V主开关电源
从图2可以看出，U807○1、○9、○12~○21脚构成PWM控制级，它的主要功能有：高压电流源、基准电压源、DSC振荡器、电压误差放大器、电流检测放大器、比较器、锁存器、逻辑控制、图腾柱驱动级、MOSFET功率开关器件、DCP过流保护、DVP过压保护和TSD过热保护电路等。

1 PWM控制电路工作原理
接通交流电源，BD801整流产生直流电压经D807和开关变压器T804○1~○3主绕组加到U807○21脚，直流电压经T801+T802原边绕组和D806加到U807○1脚，
由内部电流源给U807○15脚电容C831充电启动基准电压源为控制器提供偏置，DSC 电路产生时钟脉冲经驱动级放大，激励内部的MOSFET功率开关管进入饱和导通。

内置MOSFET开关管导通，流经T804○1~○3主绕组→U807○21~○17脚（内部
开关管漏一源极）的电流在○17脚外接电阻R843上形成电压降，通过电阻R841给C833充电并加到U807○13脚，当C833上充电电压上升到该脚内电流检测放大器设
定门限基准电压时，比较器翻转关闭逻辑门使末级MOSFET开关管截止，直到下一个周期DSC输出时钟脉冲上升沿到来，触发器逻辑门打开驱动MOSFET开关管重新导通……
PWM控制器振荡建立后，T803○5~○6绕组感应脉冲由D813-D832整流滤波，
产生Vcc直流电压加到U807○15脚，取代○1脚关闭的高压电流源为PFC+PWM控制器供电，Vcc电压还加到Q804集电极，为PFC外部互补推动级Q803-Q804供电；
T803○4~○6绕组感应脉冲由D811-C837整流滤波，产生22V直流电压为+24V开关电源中的U806供电。

在开关电源二次侧，T803○7-○11绕组感应脉冲由D818-C850整流滤波和
Q815-Q814切换，产生+5V直流电压为模拟主板功能电路供电；T803○9-○11绕组感应脉冲由D817-C849整流滤波和Q813-Q816切换，产生+12V直流电压为模拟主板音频功率放大器供电；T803○8-○10绕组感应脉冲有D816-C846整流滤波，产生ST5V 电压为CPU控制系统供电；整流滤波的5V直流电压再经Q812-Q811切换，为数字板上视频处理电路供电。

在图1系统中，外部误差放大器U808、光电耦合器U804A-B和U807○14脚内接
口组成+5VD电源稳压电路。

开关电源输出的ST5V直流电压经R866加到U808○1脚，由内部电阻网络分压采样送到误差放大器基级，与发射极的基准电压进行比较放大，控制流过U804A中发光二极管的电流，通过改变U804B中光敏三极管集一射
结内阻改变加至U807○14脚的反馈电压；反馈电压经该脚内部电压误差放大器放大、再与DSC产生的锯齿波电压比较，得到PWM调制信号用于控制方波驱动脉冲的占空比实现稳压。

如果ST5V直流电压下降，经U808○1脚内电阻网络分压加到误差放大管基级的采样电压减小→与发射极基准电压比较放大使流过U804A内发光二极管的电流减小
→U804内光敏三极管集一射结内阻增大→加到U807○14脚的反馈电压增大→DSC内锯齿波电压充电上升道PWM比较器同相端门限电压所需时间TON延长→驱动级输出方
波脉冲占空比增大→恒定周期内T804○1-○3主绕组转换储存的能量增多→ST5V直流电压上升到设定值。

2 +5V/+12V开关电源的保护功能
（1）浪涌尖峰抑制保护
图1中的SARS801（含电阻的开关二极管）、C836和R851组成浪涌尖峰吸收回
路。

U807○21脚内MOSFET开关截止时，急骤突变的漏极电流在T804○1-○3绕组激发上负下正的反相电动势，其尖峰幅度可达交流电峰值的数倍。

这时SARS801正向导通给C836充电，随后通过R851放电，将瞬间浪涌尖峰吸收转
化成焦耳热释放，以免击穿U807○21脚内的MOSFET开关器件。

（2）过电压保护
T804○5-○6绕组感应脉冲由D812整流、R840-C827平滑滤波（防止干扰脉冲误动作）加到U804○12脚，如果开关电源T804○1-○3绕组出现过电压，使T804○5 -○6绕组感应和整流积分滤波加到U804○12脚采样电压达到其内DVP的门限电压，
比较器翻转打开锁存器关闭逻辑门，断开驱动脉冲通道使MOSFET开关管截止。

（3）过电流保护
U807○21-○17脚内MOSFET开关管导通时，漏极电流在U807○17脚外接电阻R843上形成电压降加到U807○13脚内的过流检测器，如果开关管漏极电流增大使加到○13脚的采样电压达到检测器门限电压，则检测器动作关闭逻辑电路中主控门，MOSFET 开关管失去驱动方波截止。

（4）过热保护
过热保护（TSD）由贴于厚膜块内铜基板上的温度传感器和芯片内的比较器构成，如果U807内铜基板上的温度达到145℃，则温度传感器感应转换产生的电压超出比较器的基准门限值，比较器翻转打开锁存器关闭驱动脉冲通道，MOSFET开关截止。

（5）VIN过压保护
APFC电路升压直流电压VIN由R805//(R807+R809+R811)分压采样加到三端精密电压源U801控制端，VIN电压正常,分压采样电压低于U801内比较器的门限电压→Q802、Q803截止；VIN电压升高使分压采样电压达到2.5V，则U801的K-A极导
通→Q802基级电位下降导通→D803导通→U807○10脚电位上升→内部DCP电路动作打开锁存器关断驱动脉冲→MOSFET开关管截止。

（6）ST5V过压保护
ST5V过压保护电路由图1中的齐纳二极管ZD803、光电耦合器U805、D804和U807○10脚内DCP电路组成。

ST5V正常→ZD803、U805、D804全截止；如果ST5V 电压超出设定值→ZD803雪崩击穿→U805A中发光二极管点亮→U805B中光敏三极管导通→D804导通→U807○10脚电位上升到0.7V以上→DCP电路动作打开锁存器关
断驱动脉冲→MOSFET管截止。

三+24V开关电源
+24V开关电源由图1下部的电源厚膜块U806(STR-2268)、开关变压器T803、
三端精密电压源U809、光电耦合器U802以及相关元器件组成。

1 STR-2268电源厚膜块
STR-2268是三肯公司2004年开发的新一代PWM/MOSFET板桥式电源模块，与单端驱动式电源相比，板桥式驱动电源的最大特点是输出功率大、开关器件的耐压低、转换效率高、体积小；由于采用LC谐振方式，两管轮流导通，开关变压器上电压为正负半周对称的纯交流脉冲，没有直流成分，不会因偏磁导致磁芯饱和，不会产生大幅度尖峰脉冲，高次谐波产生的电磁辐射（EMI）干扰噪音小；采用频率调制技术，稳压范围宽。

STR-2268内部方框电路如图3所示，其只要功能有：START启动器、基准电压源、DSC振荡器、误差电流放大器、驱动控器、高、低端驱动级、板桥式功率变换级、LATCH锁存器、死区时间控制、低电压导通检测、过电流检测、软启动、过压保护、欠压保护以及过热保护等电路。

STR-2268采用21P单列直扦式厚膜塑封，各引脚功能如下：
○1脚——DL：低端MOSFET功率开关管漏极，也是高端MOSFET开关管源极。

○2脚——Nc：空脚，拉开○1-○3脚间距以增强绝缘。

○3脚、○4脚——DH：高端MOSFET功率开关管漏极，与整流电源连接。

○5脚——Start up：高压启动端，内设有高压电流源。

○6脚——Nc：空脚，拉开○5-○7脚间距以增强绝缘。

○7脚——VB：高端MOSFET驱动级供电，外接自举升压电路。

○8脚——Nc：空脚，拉开○7-○9脚间距以增强绝缘。

○9脚——Vcc：内部控制电路电源供电。

○10脚——FB/OLP：反馈控制端，内设有过载欠压保护功能电路。

○11脚——GND：内部控制电路公共接地。

○12脚——CSS：软启动控制端，外接延迟电容。

○13脚——DC：过电流检测输入，用于MOSFET开关管过流保护。

○14脚——Cdt：开关管截止时间控制端。

○15脚——Reg2：低端MOSFET驱动级供电，由Vcc电压稳压产生。

○16脚——CV：低电压导通检测端，用于欠压保护。

○17脚、○18脚——COM：Lc谐振悬浮接地端。

○19脚——Nc：空脚，拉开○18-○20脚间距以增强绝缘。

○20脚○21脚——低端MOSFET功率开关管漏极。

2 STR-2268工作原理
图1上部5V/12V主开关电源振荡工作后，T803○4-○6绕组提供的V CC1直流电
压由U803-Q808-Q807控制切换加到U803○9脚，由内部基准电压源产生各种基准电压给控制器提供偏置；V CC1电压由内部稳压器调整成Reg2电压给低端驱动级供电；Reg2电压经D802和R804给C818充电，在高端开关管导通时，C818上充电电压
与U806○1脚电压叠加，为高端驱动级供电，以确保足够的推动功率使高端开关管饱和导通。

U806内部DSC是一个施密特（双稳态）触发器，它获得偏置后由电流源对内置定时电容充放电产生锯齿波脉冲，由SAW触发器施密特电路输出方波脉冲，再由逻辑控制电路处理成两路方波，其中高端通道方波通过电平移位使之与低端方波时序相反，波形相同。

这两路方波脉冲经各自高低端驱动级放大，驱动末级两只MOSFET 功率开关管轮流导通。

设某时刻高端驱动级输出高电平方波，则低端驱动输出低电平方波→U806○3 -○1脚MOSFET开关管导通、U806○21-○17脚MOSFET开关管截止→VIN电压经U806○3-○21脚（高端开关管源一源极）→T803○8-○4绕组给电容C824充电、充电电流方向从上至下；下半周期高端驱动级输出低电平方波、低端驱动级输出高电平方波→U806○3-○1脚MOSFET开关管截止、U806○21-○17脚MOSFET开关管导通→C824上充电电压经过T803○4-○8绕组→U806○21-○17脚（低端开关管漏极）→公共热地构成回路放电，放电电流方向由下自上。

变化的高频电流在T803○8-○4绕
组激发受LC谐振频率的感应电动势，通过同芯线圈的互感作用，在T803的副线上产生与线的匝数比成比例的感应脉冲。

其中T803○1-○2绕组感应脉冲由D810-C837整流滤波，产生22V直流电压取代主开关电源提供的电压（D811反偏截止），为U806○9脚内的控制电路供电，以减轻+5/+12开关电源荷载；T803○19-○11和T803○13-○16绕组感应脉冲由D815-D814//C854-C855整流滤波，产生+24V直流电压为LCD面板后端的高压逆变电源供电。

3 PFM调制稳压控制
与STR-E1565内单端驱动离线式电源采用的PWM调制稳压技术不同，STR-2268构成的L C谐振电源采用的是PFM调制稳压技术。

要了解PFM调制稳压原理，先必须弄清L C谐振电源输出电压与振荡频率的关系，怎样才能改变L C回路的振荡频率。

Lc谐振开关电源有一个固有频率ƒ0，其值为。

式中L为开关变压器T803○8-○4绕组电感量，C为回路中C824的电容量。

当L C回路的实际振荡频率ƒi=ƒo
时，Lc电路出现电谐振现象，这时在T803○8-○4绕组产生最大感应电动势Emax。

为了增大功率密度和便于稳压调整，设计时将Lc电路的工作频率稍高于它的固有频率ƒo。

这样当Lc回路振荡频率增高（远离ƒo）时，电源输出电压降低；当Lc回路振荡频率降低靠近ƒo时，电源输出电压升高。

Lc回路的振荡频率由DSC输出方波脉冲频率决定，而施密特输出方波频率就是触发脉冲——锯齿波的振荡频率。

在图1中，U807内锯齿波频率 ,式中
为内置定时电容，而则由○10脚内电阻和外部R820+U802B光敏管结内阻构成。

因此改变U802B内光敏管内阻集一射结内阻，就可以改变Lc回路的振荡频率。

当U802B 光敏管内阻增大，锯齿波振荡频率降低、Lc回路振荡频率降低，反之则升高。

电源输出的+24V电压由R857//(R859+R861)分压采样加到U809的控制端，与内部2.5V基准电压比较和误差放大，用以控制流过U802A中发光二极管的电流，进而通过光电效应改变U802B内光敏三极管集一射结内阻。

如果某种原因使+24B电压降低，经电阻网络分压加到U809控制端的采样电压减小→与基准电压比较和误差放大使流过U802A内光二极管的电流减小→U802B内光敏三极管集一射结内阻增大→锯齿波脉冲频率降低→Lc回路振荡频率靠近固有频率ƒo →+24V电压上升到设定值。

4 +24V开关电源的保护功能
（1）过压/欠压保护
在U806○9脚内设有过压保护和欠压保护电路，当加至○9脚的Vcc1电压28V时，其内比较器翻转打开锁存器关断逻辑门，使高低端驱动级和MOSFET开关管截止，锁
存器同时强制DSC电路停振；如果○9脚电压下降到7V，其内STRAT关闭，控制电路失去偏置停止工作。

（2）过电流保护
U806内低端MOSFET开关管漏极电流经○17-○18脚并联电阻R833//R834至公共热
地，而U806○13脚电位相对公共热地为负。

如果漏极电流增大使○13脚电压下降到-0.7V，内部比较器翻转关闭逻辑门，高低端开关管截止。

（3）负载过流保护
+24V电压为逆变供电，以转换成脉冲高压点亮几十根CCFL灯管。

如果负载电流增大使+24V直流电压下降（超出PFM调制范围）→光耦合器U802A发光管中电流急
骤减小→U802B光敏管内阻增大使U806○10脚电压上升到内部比较器设定门限电压→比较器翻转打开锁存器关断逻辑控制中的门电路，使高低端开关管截止，并强制DSC 停振。

（4）电源软启动保护
U806○12脚外接电容C819，开机瞬间该脚有较大的电流给C819充电。

由于电容
两端电压不能突变，C819上电压建立有一个稳定过程，在这段延迟时间内，由○12软启动电路作用，通过逻辑电路产生一个逐渐增大的占空比驱动方波，待C819上充电完毕再恢复正常宽脉冲驱动。

这样可以避免开机瞬间T803上绕组尚未建立，空载电源的两只MOSFET开关管工作在最大占空比状态，瞬时浪涌电流击穿损坏功率开关器件。

（5）低压导通检测保护
在输入端VIN电压大幅跌落（APFC电路故障）时，+24V开关电源会通过电源厚
膜块U806○10脚的PFM环降低Lc回路振荡频率来维持直流输出的稳定。

但Lc回路频
率降低会使T803○8-○4绕组电抗减小，流过MOSFET开关管的漏极电流迅速增大；其次是Lc回路频率下降到其固有频率时，电路会发生电谐振产生最大感应电动势。

因此低压导通检测保护电路的功能是抑制VIN输入电压跌落时T803○8-○4绕组中出现的峰值电流，杜绝电谐振现象发生。

+24V电源工作时，T803○8-○4绕组中的高频电流由C838-C839耦合在R836上形成电压降加到U806○16脚，如果VIN输入电压下降引起T803○8-○4绕组中的电流
增大，使加到U806○16脚采样电压大于其内低压导通检测比较器门限电压，比较器翻转通过死区时间控制器关断逻辑门，MOSFET开关管截止。

在U806内还设有过热保护电路，它的电路结构原理与图1上部U807内的TSD 保护电路完全相同。

5 电源开机/待机控制
电源开机/待机控制电路由图1右边的Q815-Q814、Q813-Q816、Q812-Q811、Q809-U803-Q808-Q807、Q810和微处理器Stand-by接口及相关元件组成，除了
JP804○6脚ST5V电源之外，其余5V、5VD、12V和24V全为受控电源。

接通交流电源U807内PWM控制电路起振工作，产生ST5V提供给机芯控制系统，待机红色管点亮；按下遥控“POWER”键或频道键，CPU输出Stand-by高电平。

一路经R880加到Q810基级→Q810导通→D820、D821、D822导通：D820导通→Q812导通→Q811饱和导通→接通数字电路5VD供电；D821导通→Q813导通→Q816饱和导
通→接通模拟板音频功放12V供电；D822导通→Q815导通→Q814饱和导通→接通模拟主板5V供电。

另一路Stand-by高电平经R881加到Q809基级→Q809导通→U803A内二极管发
光→U803B导通→Q808导通→Q807饱和导通→接通电源厚膜块U806○9脚的Vcc1供电，+24V开关电源为逆变器提供24V直流电压；接着CPU输出相应控制信号，接通Lcd屏的3.3V/5V/12V供电（三星屏3.3V、奇美/友达屏5V、LG屏12V），接通高压逆变器的24V供电；此时红色发光管熄灭，绿色发光管点亮，Lcd电视进入正常工作状态。

在ON方式按下遥控“POWER”键，CPU先关断逆变器24V供电，接着关断Lcd屏3.3.V/5V/12V供电，末了撤去Stand-by高电平，Q810和Q809截止。

Q810截止→D820、D821、D822截止：820截止→Q812截止→Q811截止→关断数字电路5VD供电；D822截止→Q813截止→Q816截止→关断模拟板音频功放12V供电；D822截止→Q815截止→Q814截止→关断穆尼主板上音，视频公共通道的5V供电。

Q809截止→U803A内发光二极管熄灭→U803B内光敏管截止→Q808截止→Q807
截止→关断U806○9脚Vcc1供电，+24V开关端源停止工作；此时绿色发光管熄灭，红色发光管点亮，Lcd电视转入待命工作方式。

在OFF方式，+5V+12V开关电源仅给CPU提供ST5V电压，这时U807内PWM控制
器检测到轻负载自动进入弱振模式，同时由U807○11脚内电流源给外接电容C829充电，待充电电压上升到4.9V自动关闭PFC电路，以降低待机功耗。

四电源故障的分析定位与测试电
基于液晶电视做得纤细轻薄（最新机型仅 3.5cm），因此机内电路设计都很紧凑集密，且基本采用贴片元件，这样检修时就不能像修理模拟CRT电视那样，大刀阔斧，频繁代换。

在动手之前，要把你看到、听到和想到的所有关连线索都综合起来，根据电路结构、原理和功能进行严谨的推理分析，判断故障的大致部位；然后通过电路中关键点的测试（尤其是IC），来证实你的分析判断，并进一步将故障准确定位。

1 电源故障的分析定位
市场液晶电视品牌和机型都很多，但内部电路方案却很少。

电源系统都是由前述三个独立单元构成，虽然这三个单元采用IC型号不同（实际上主要是安森美NCP系列和三肯的STR系列），但其内电路结构与功能原理基本相同。

液晶电视机芯这种特殊的电源结构，顺理成章地决定了它常见典型故障：黑屏无声；黑屏有声；屏亮无图无声、无图或无声。

（1）黑屏无声
黑屏无声是3类典型故障中机率最大、最难修的故障。

具体到图1电路，故障范围涉及APFC电路、+5V/12V开关电源、+24V开关电源和CPU控制的ON/OFF方式转换电路。

观察机前红、绿发光管的发光状态、交流回路保险管F801是否熔断？就可以将故障大致定位或准确定位。

红管不亮F801熔断，故障于短路且发生在图1左边振荡电路，测量整流元件BD801-C834、APFC开关管Q805-Q806、U807○12-○17脚内MOSFET开关管、U806○3-○7 -○17脚内MOSFET开关管；如果是3个单元之一的MOSFET开关管损坏，还要进一步。