UPS不间电源说明

目录
一、产品规格
二、整机方框图
三、整机架构说明
四、线路说明
♦充电器工作原理:CHGR MODULE ♦工作电源产生:PRSY MODULE
♦功率因数修正:PFCC MODULE
♦风扇驱动/侦测:FNDR MODULE
♦直流斩波电路:DCDC MODULE
♦逆变输出工作:GTDR MODULE
♦控制板主要线路:
五、故障灯号及其意义
六、维修注意事项
一、1053NNN 产品规格
二、 1053NNN整机方框图
F整机方框图
1KNNN型机种为ON LINE型UPS，其工作原理为：①当市电正常时，输入市电一方面经输入滤波器、交流/直流升压变换器、逆变器、输出滤波器输出给负载；另一方面经输入滤波器、充电器给电池充电。

（Line Mode）②当市电异常时，电池电压经直流/直流升压变换器、逆变器、输出滤波器输出给负载。

（Bat Mode）③当UPS异常时，输入市电直接经旁路输出给负载。

（Bypass）
使用模组部分: 1. 充电器CHGR MODULE
2. 工作电源 PRSY MODULE
3. 风扇控制 FNDR MODULE
4. 电池升压控制 DCDC MODULE
5. 市电升压控制 PFCC MODULE
6. IGBT驱动部分 GTDR MODULE
三、整机架构说明
工作原理
F 整机架构图
1、电池模式
1)、不开机。

UPS不工作。

2)、开机。

CPU拉低3525OFF信号，DC to DC斩波部分电路的控制芯片3525开始工作，产生推挽式电路中开关管Q4、Q6和Q10、Q11的驱动信号。

通过推挽式电路，把电池电压斩波成BUS电压。

BUS电压的反馈信号送给CPU，再由CPU发出BUS电压调节信号来实现BUS电压的软启动。

当BUS电压逐渐上升并稳定在350Vdc左右后，BUS电压软启动结束。

接着开始逆变电压软启动，CPU发出PWM.SINE信号，经过控制板上的滤波电路形成正弦波，同时逆变电压的反馈和逆变电流反馈会进行补偿，得到标准正弦波。

CPU还发出CLOCK信号，经积分电路后形成三角波，与标准正弦波进行脉宽调制，产生INV IGBT Q12、Q13的驱动信号。

逆变电压逐渐上升到220Vac并稳定，逆变电压软启动结束。

O/P RELAY跳到逆变端，UPS有输出。

2、市电模式
1)、有正常市电输入后未开机。

充电模块CHGR开始工作，并给工作电源模块
PRSY PWM芯片UC3845提供启动电源。

工作电源产生后，CPU根据对旁路
的软件设置(山特1000NNN机器默认值为无旁路)做如下操作：
A、无旁路。

CPU关掉AC to DC整流升压部分、DC to DC斩波部分、DC to AC
逆变部分，I/P和O/P REAY 常闭,UPS无输出。

B、有旁路。

CPU拉低3525OFF信号，从而打开DC to DC斩波部分电路，实
现BUS电压的软启动。

当BUS电压上升到约350Vdc时，关掉DC to DC斩
波部分电路，且打开I/P RLY，PFC IGBT处于关断状态，市电经半波整流
后，通过L、C滤波维持 BUS电压,逆变部分仍未工作，O/P RLAY常闭(旁
路侧)，UPS有输出。

2)、开机后，有无旁路的开机时序也不一样。

A、无旁路。

开机后CPU就打开旁路输出，其余开机时序与电池模式相同。

在
开机过程完成后，打开I/P RELAY和AC to DC整流升压部分电路，并且
关掉DC to DC斩波部分电路，UPS就工作在市电模式。

B、有旁路。

CPU也先拉低3525OFF信号来打开DC to DC斩波部分电路，实
现BUS电压的软启动。

当BUS电压上升到约350Vdc时，打开I/P RELAY
和AC to DC整流升压部分电路，关掉DC to DC斩波部分电路,BUS电压
软启动结束后开始逆变电压软启动。

O/P RELAY由BYPASS跳至INV输出。

3、市电模式和电池模式的相互转换
1)、市电模式→电池模式。

当CPU侦测到市电中断或异常时，I/P RELAY跳到常闭端和关掉AC to DC整流升压部分，同时打开3525控制的直流升压部分，UPS工作在电池模式。

2)、电池模式→市电模式。

当市电恢复正常后，CPU先打开I/P RELAY和AC to DC 整流升压部分，过一段时间后关掉3525，UPS转到市电模式。

四、线路说明
Fig.3 充电器原理图
注：1053(S)的标机上有一充电模组，长效机接一大电流充电板，两者的工作原理基本一致。

下面以标机的充电器模组为例。

1)、工作原理
该电路为一单组输出端的隔离返驰式转换器。

Fig3只给出主要回路及波形。

A、隔离返驰式转换器的基本电路模型：
Fig4 隔离返弛式转换器基本电路及波形
当Q1导通时，变压器的初级绕组渐渐会有电流流过，并将能量储存其中，由于变压器的初级和次级绕组极性相反，因此二极管反向偏置不导通，由输出电容放电把能量转移到负载，当Q1关断后，二次绕组极性相反，二极管导通，输出电容被充电，同时提供能量给负载。

B、充电器工作：
有市电输入时，由D5～D8和C10构成的整流电路把交流输入变为直流，通过分压电路给UC3845提供电源，充电器开始工作后，隔离返弛式的一个辅助绕组为UC3845提供工作电源。

充电器的工作是在UC3845的控制下完成的。

通过分压电路取充电电压反馈信号TL431的R端,与基准2.5V比较来控制TL431 AK间的压降,使与之串联的光耦工作在不同的电流下,据IC=BID,来控制3843PIN1的电压来控制DUTY的大小,达到输出稳压;UC3845同时采样变压器初级的电流信号，充电器可做到限流，使得因电池弱而充电电压低时不至于充电电流过大损坏电池。

2)、充电模组的特点
A、CHGR ON/OFF控制
当在市电（正常）状态时，CHGR ON ，充电器开始工作，对电池充电；当在电池模式下，CHGR OFF ，充电器停止工作.
其控制方式如下：CHGOFF-信号为高电平时，U2不导通，充电器正常工作；电池模式时，CHGOFF-信号为低电平，U2导通从PIN7接入一电压至PIN3脚，使PIN3的电位上升到1V以上,关掉PWM输出,充电器停止工作。

CHGR OFF-信号除了有高低电平状态外,还可以工作在PWM(2KHZ)的模式,通过控制PWM的DUTY可以使叠加在3845 PIN3的直流电压不一样.从而到达充电电流大小的调节.可以根据输入电压,机内温度,所接电池,对充电电流作调整.
Fig5 充电器关断原理图
B、输出电压的自动调整
1053NNN充电器充电电压可调整（41.1V），是调压原理是通过控制短路PIN JS1/JS2调节充电电压的反馈的分压电阻来实现的。

JS1(2,3):+1V
JS2(2,3):-1V
充电电压简略计算公式：
V CHG=2.5V*（R514+R510）/R510
当输入电压升高或其负载减小，V CHG，则V R ，UC3845 COMP端电压，UC3845的PWM脉宽变窄，则V CHG
当输入电压下降或负载增加时自动稳压原理同上。

工作电源部分也是采用单组输出端(+12V)的隔离返弛式转换器，由PRSY模组完成,工作原理与充电器类似。

其输入来自于电池，亦是充电器的输出。

1、DC开机。

SW2通过分压电阻与电池相接，并送到控制板。

当开机键被按下，SW1与SW2接通，而SW1接于工作电源控制芯片UC3845的VCC端，这样UC3845有电源开始工作。

返弛式转换器工作后就产生工作电源+12V, +12V取代SW1，给UC3845提供稳定的电源。

此时即使松开开机键，工作电源部分亦能继续工作。

稳定的工作电源建立后，CPU开始工作，当检测到DC开机时，就会执行DC开机的一系列动作。

2、有市电正常输入时。

由充电器原理可知，功率板上的充电器开始工作。

SW1通过分压电阻与充电电压输出相连接，这样UC3845也获得了电源。

UC3845开始工作，其后工作电源部分的运行情况与DC开机类似。

3、功率因数修正
1)、功率因数的定义
功率因数，即为有功功率与视在功率的比值。

PF=P/（V RMS*I RMS）
影响功率因数有两个主要方面：一是电压和电流之间的相位差，若电压和电流是
标准的正弦波，PF=COSθ，其中θ是电压和电流之间的相位差。

若电压相位超前电流，θ>0，负载呈感性；反之负载呈容性。

二是电流波形中的谐波含量，谐波含量越大，功率因数越低。

对于整流性负载（如许多无功率因数校正的开关电源），电压与电流之间的相位差并不大，而是电流谐波大。

另外，电流谐波会对电网造成污染。

Vs
Is I
d
V
O
I
d
V
S
Is
F ig.8 整流性负载原理图整流性负载电压电流波形
可以看出，市电经全波整流后，电压、电流波形如Fig.8所示。

二极管只有在输入电压高于输出电压时才会导通。

在此导通时间内，输入电流必须供应半周所需的能量，因此其波形呈现高尖特性，这样的电流波形不仅含有大量的低次谐波，而且功率因数也只达左右。

2)、功率因数修正
所谓功率因数校正，就是改善电流波形，使其形状尽量与电压波形一致，这样负载呈现出电阻性负载的特性，功率因数将接近于1。

故在整流后加入一级DC/DC的功率因数校正器（PFC），借由主动开关的动作将输入电流修正为与电压波形相似的正弦波，以达到提高功率因数目的。

对于改善功率因数，采用升压式电路有不少优势。

下面先介绍其工作原理。

A、升压式电路的工作原理
Fig.10 升压式电路原理图
如F0所示，当Q1导通时，二极管D1截止，电感L1处于充电状态，在输入电压Vin 的作用下L1的电流线性上升，输入的电能转换成磁能储存在电感线圈中，负载靠滤波电容C1提供能量。

当Q1截止时，由于电感电流不能突变，因此L1产生极性为右正左负的感应电势，该感应电势试图阻止电感电流的衰减。

此时D1导通，电感L1把上一时间段储存的磁能通过D1一方面传递到C1，给C1充电，另一方面提供给负载。

所以，只要通过调整开关S的导通与截止时间，就能控制负载两端的电压。

并且由于电感电流不能突变，可以比较容易地控制电感电流（输入电流）的波形。

B、功率因数校正的实现
1053NNN功率因数校正的实现是UC3843的控制下(PFCC MODULE)的升压式电路来完成的。

功率因数校正专用芯片如UC3854，为使电流波形跟随电压波形，须采样BUS电压信号、输入电流标准波形信号、输入电压有效值和输入实际电流信号，然后做相应的运算，才能通过对其输出脉冲脉宽的调节来实现稳定BUS电压和改善电流波形的目的。

在UC3843采用了斜路补偿电路,只须采样BUS电压信号和电流信号，对功率因数的改善能取得良好的效果.
UC3843不是专门的功率因数校正器，但是可以用其实现峰值电流模式的控制。

峰值电流控制与平均电流控制最大的区别在于：用电流比较器取代电流误差放大器，因此占空比的变化范围很宽，为了保证系统的稳定性需要加上斜率补偿环节。

而3843就是借用斜率补偿的概念，实现功率因数校正的目的。

斜率补偿的概念（slope compensation）
需要进行斜率补偿的三个条件：D>50%、电感电流连续、峰值电流控制。

加入斜率补偿
未加斜率补偿
从图中可以看出：未加斜率补偿，当电流有轻微扰动且D>0.5时，该扰动信号会得到放大，对系统的稳定性产生影响。

所以需要加入斜率补偿，使D>0.5时，电流信号的扰动也无法得到放大。

UC3843的采样信号为：BUS电压（BUS.VFB）、输入电流（实际为开关管电流Ia）控制机理为：BUS.VFB信号送至VA的反相输入端（VFB），VA的同相输入为内部基准＋2.5V，VA的输出为电流比较器的基准信号，送至比较器的反相输入端，输入电流采样信号送至比较器的同相端。

比较器的输出送至触发器，控制开关管的开通与关断。

斜率补偿示意图
根据叠加原理，斜率补偿后3脚（I SENSE）的输入信号为：
Vis＝Ia×Rs×R1/（R1+R2）+Vc×R2/（R1+R2）
加入斜率补偿后的控制示意图
从调节规律中可以看出，Ia的变化朝着正弦的方向发展，其包络线近似为正弦信号。

假设电压误差放大器的输出为一定值，即为钳位电压1V时，存在如下等式：Ia×Rs×R1/（R1+R2）+Vc×R2/（R1+R2）×D=1V
由于Boost电路满足关系式：Vout＝Vin/（1－D），代入上式可得：
Ia×Rs×R1/（R1+R2）+Vc×R2/（R1+R2）×（Vout－Vin）/Vout=1V
＝＝> Ia×Rs×R1/（R1+R2）＝1V－Vc×R2/（R1+R2）×（Vout－Vin）/Vout
＝＝> Ia×Rs×R1/（R1+R2）＝1V－Vc×R2/（R1+R2）＋Vc×R2/（R1+R2）×Vin/Vout 从上式可以看出，加入斜率补偿后，Ia的表达式中包含有Vin信号，Vin为输入电压整流后信号。

说明进行斜率补偿后，Ia信号也近似为正弦整流后的信号。

所以，通过调节斜率补偿所占的比例，就可以改变Ia波形的正弦度。

根据Boost电路的工作原理可知：
开关管on，电感电流上升，Ldi/dt＝Vin，则m1＝Vin/L；
开关管off，电感电流下降，Ldi/dt＝Vout－Vin，则m2= （Vout－Vin）/L
电感电流上升/下降的斜率随着输入/输出电压的变化而变化，因此斜率补偿的斜率的选取比较困难。

以上分析基于VA的输出为定值，但在实际调节中VA的输出是变化的值，所以电压误差放大器的控制环节也会影响到Ia的正弦度。

通过对UC3843调节过程的了解可以知道，实际上用UC3843实现PFC，并不是传统意义上的功率因数校正，而只是用斜率补偿来近似逼近输入电流的正弦变化规律。

4.FAN 的控制
风扇控制模块的功能：
①根据负载大小，实现风扇的四段转速控制：
LOAD>70% FANSPD DUTY=1
LOAD<25% FANSPD DUTY=0
②提供FANCLK SIGNAL信号，供CPU侦测风扇转速。

风扇控制原理图
其中，FANSPD：风扇转速控制信号；FANCLK：风扇转速侦测信号。

1)、风扇转速的调节
分析FANSPD信号与风扇转速的关系：
LOAD<25% FANSPD DUTY=0，风扇两端的平均电压为：12V-3.3V=8.7V；
×（1-0.34）=12V-2.178V=9.822V；
×（1-0.67）=12V-1.089V=10.911V；
LOAD>70% FANSPD DUTY=1，风扇两端的平均电压为：12V。

可见，FANSPD DUTY的大小控制了风扇的转速，即DUTY打的越大风扇的转速越快。

2)、风扇状态的侦测
CH1：D=0风扇旋转时分压电阻上的电压波形；CH2：FANCLK信号从波形可以看到，当风扇旋转时，其两端的电压是变化的，在某一位置上风扇上的电压近似为＋12V，所以分压电阻上的电压近似为零（由于电阻两端并联有一3.3V的稳压管，高于3.3V的电压被钳位于3.3V）。

因此，通过侦测FANCLK信号可以判断风扇的状态。

5、直流斩波电路
1)、推挽式转换器工作原理
Fig.12 推挽式转换器工作原理
推挽式转换器控制模组是DCDC MODULE,模组的PWM芯片是3525.转换器在一个周期内Q1、Q2各导通一次，在每一个半周会将功率传至负载。

一个完整的周期如下：
1、Q1导通时，根据变压器TX的同名端，可知D1反偏而截止，D2正偏而导通且向电容C1充电和给负载提供能量。

2、Q1、Q2同时截止时，D1、D2也截止，由电容C1向负载供电。

3、Q2导通时，D1导通且向C1充电和给负载提供能量，D2截止。

4、Q1、Q2同时截止。

2)、BUS电压软启动（BUS VOLTAGE SOFTSATRT）
直流斩波部分的控制模组的芯片UC3525可在硬件上实现软启动，但软启动时间若设置太长，则影响UPS从市电模式转为电池模式时BUS电压的稳定，故1053NNN采用软件实现软启动。

BUS电压的反馈信号并不直接送给UC3525，而是CPU通过采样BUS反馈信号，在做相应的计算，输出BUS.VFB（CPU发出脉宽可调的脉冲，经滤波电路后得到BUS.VFB）信号给UC3525来调节BUS电压。

当BUS电压软启动刚开始时，BUS电压很低甚至为零。

但CPU提高BUS.VFB信号的幅值，以免UC3525发出的PWM驱动信号太大而使电池电流过大损坏硬件。

此外，1053NNN不能用输入的市电来实现BUS电压软启动。

原因是输入继电器的闭合与断开都需要毫秒级的时间，故不能向对SCR那样控制其开通的导通角，并在下半周关断达到BUS电压软启动。

若不进行BUS电压软启动就打开输入继电器，整流升压部分的电感（L9）在低频下很快因饱和而呈短路状态，这时输入市电经整流桥后直接向BUS电容充电。

由电路理论可知，电容在刚开始充电时电阻很小，使得市电电流达100多安，会烧掉市电保险等元件。

所以，当由正常的市电输入且须升BUS电压时，先让直流斩波部分实现BUS电压软启动。

6、逆变器工作
Fig.13 逆变部分原理图
1053NNN的逆变部分采用半桥式结构来实现，工作于连续电流模式。

其驱动信号是软硬件结合产生的，输入是±BUS电压（空载时约350V），输出是220Vac。

一个周期的工作如下（假设处于逆变输出正半周）：
上升，电感
a、Q13导通，Q12关断，L1左端电压接近+BUS电压，I
L1
在储能。

b、Q13、Q12同时关断，由于电感电流不能突变，Q12的续流管导通，
L1左端电压接近-BUS电压，I
下降，电感能量转移给负载。

L1
>0, Q12的续
c、Q13关断，Q12导通，因为处于逆变周期正半周，I
L1
下降，电感放出能量。

流管继续导通，L1左端电压接近-BUS电压，I
L1
d、与第b步相同。

值得一提的是，虽然在一个周期内Q12、Q13可能会交替导通（也可以只有其中一个导通），但其脉宽不一样。

当逆变处于正半周时，Q13导通时间比Q12长。

经L、C滤波后，可得逆变正弦波的上半周。

单逆变处于负半周时与正半周类似。

由于Q12、Q13同时导通时会将±BUS电压短路，故在两者交替导通时须有一定的死区时间（即都不导通）。

7、控制板线路说明
1)、过零侦测电路
市电与逆变采用相同过零侦测电路，在此以市电过零侦测电路为例。

Fig.14 是一典型的施密特过零比较器，Vin是市电电压经一比例放大器衰减后的正弦信号，R147和R148的组成施密特环节，可以防止市电波形较差时在正弦波过零有振荡（如接发电机）而产生的误动作。

加入D27的目的是防止送给CPU的信号变负电压。

2)、幅值侦测电路
市电与逆变也采用相同的幅值侦测电路，在此以市电幅值侦测电路为例。

Fig.14 市电过零侦测电路
Fig.15 市电幅值侦测电路
从F可以看出，市电幅值侦测采用由运算放大器构成的全波整流电路。

Vin是市电电压经一比例放大器衰减后的正弦信号，当Vin为正时，图中U22的8脚输出为负值，D25截止，运算放大器不起作用。

由于CPU A/D转换输入口的输入阻抗极大，故相当于把Vin的正半周直接送给CPU；当Vin为负时，U22的8脚输出为正值，D25导通，由于R210=R145，故把Vin的负半周反向后送给CPU，从而达到全波整流之目的。

3)、INVERTER 参考波产生电路
CPU侦测逆变电压的零点、频率和幅值，且若需要对市电进行锁相，还侦测市电电压的零点、频率，然后CPU根据侦测到的信号输出频率和脉宽可变的6.4MHz的SINE.PWM信号。

逆变参考正弦波产生电路是一3阶带通滤波器，其输出参考正弦波是频率和幅值可调的正弦波（频率在50Hz附近变动）。

SINE.PWM信号的频率决定参考正弦波的频率，SINE.PWM信号的脉宽决定其幅值。

故CPU可通过对SINE.PWM的调整来达到控制逆变输出的目的。

F 逆变参考正弦波产生电路
4)、INV反馈与参考正弦波的误差产生电路
Fig.17 INV反馈与参考正弦波的误差产生电路
图中INV是逆变电压，L.C+1是逆变电流经CT的反馈信号，SINE-PWM 是CPU发出。

参考正弦波与INV经R22～24与R314的分压信号、逆变电流反馈信号相减，同时根据Vbal对其平衡电压进行调整，从而得到标准正弦波输出，送给后级比较器与三角波进行比较以产生PWM信号。

故可得出以下结论：逆变电压得调整由两个反馈环构成，一是CPU根据其采样得信号，产生SINE.PWM信号，经滤波后得参考正弦波，但CPU得速度有限，对SINE.PWM信号得调整需一定的时间；二是硬件补偿电路，反馈逆变电压和逆变电流信号对参考正弦波进行补偿，以达到对逆变电压实时进行调整之目的。

5)、三角波产生电路
Fig.18中C29是滤波电容，C40和R2决定充放电的时间常数，R2、R58决定放大倍数。

在参数的选择上，积分时间常数远大于CLOCK信号的高电平时间，放大倍数较大（接近10倍）。

由运放特性可知，U8的13脚是“虚地”。

故当CLOCK信号为高电平时，对C40进行充电，当CLOCK为低电平时，C40通过R2放电。

Fig.18 三角波产生电路
所以，当CPU发出19.2KHz的 CLOCK信号占空比为50%时，三角波产生电路输出良好的三角波。

6)、PWM产生电路
Fig.19 PWM波产生电路
此PWM产生器是采用三角波调制法来实现的。

将三角波送入比较器U10的4脚（同相端），将标准正弦波送到比较器的5脚（反相端），当三角波电压大于正弦波时，U10的2脚输出一个宽度等于三角波大于正弦波部分所对应时间间隔的正脉冲，反之三角波电压小于正弦波
时，U10的2脚输出低电平。

此脉冲分两路传送：
一是经R18到U11（1、2、3脚）缓冲整形，R84，C39，D14使PWM 信号上升沿产生死区时间且下降沿陡直。

再接于U11的8脚，这样可同其9脚的限流、PWMOFF 信号相与，以便逆变电流过流时能关断PWM 来保护和CPU 在必要时关断PWM 。

为增加驱动能力，在4081后接2003（1、16脚）作为PWM-的输出极。

二是U10的2脚输出经U10（1、6、7脚）反向，后级与PWM-信号一样产生PWM+信号。

五、 灯号及其意义
1、面板指示灯
2、 灯号及其意义
LED2 LED3 LED6
LED5 LED4
LED1
Line
Bypass INV BAT
六、维修注意事项
1、限流开机
机器维修或更换新板后，则须进行限流开机，切不可冒然开机，以防止故障扩大。

限流开机的目的：
1)、可以判断UPS是否正常，且防止故障扩大。

2)、限流开机时，工作电流较小，即使出现元件短路现象，亦不易造成
功率管损坏。

3)、为暴露故障现象而获得信息，必须进行限流开机。

限流开机的方法：（以DC POWER SUPPLY OR CHARGER）
1)、拔掉电池线，采用直流源（限流点调为3A左右）或1053NN的充电
板模拟电池输入。

2)、开机，注意观察现象并量测信号是否正常，如工作电源、正负BUS
电压（±350VDC）、输出电压等。

此时不能带载。

3)、若开机正常，可送入市电并做相应的测量。

4)、一切正常后，去掉直流源或充电板接线，并接上电池。

2、测试注意事项
1)、量测讯号时，请注意极性（电池、DC POWER SUPPLY）。

2)、带静电手环以防止击坏IC。

3)、每次测试后，请确认DC BUS电压是否放电，然后再进行下一步测
试。

4)、静态量测各功率元件中若有异常，请先检查零件是否已损坏，切不
可冒然开机，一定要确认正确后才进行限流开机。

5)、常坏元件有：PFC-IGBT及其驱动电路、INV-IGBT及其驱动电路、
BOOST-DIODE、DC/DC MOSFET及其驱动电路、CHARGER部分、FUSE等。