RCC 线路

RCC 線路設計檢討
一.目前所見到之RCC線路大概可分為兩種:一種是具有Primary current sense之RCC
線路, 另一種是沒有current sense之RCC 線路,以下我們用線路圖來加以說明。

圖一.
左圖是有Primary current sense
Q使用Power Mos時D1
Q使用Bipolar 電晶體時R3,D2可省略
圖二.
圖二不具Primary current sense
1. 若主Q 使用Power Mos 時
則D1可省略
2. 若主Q 使用Bipolar 電晶體時 則R3,D2可以省略 VCC
二.這兩種Type之RCC線路,其設計大部份都相同。

1.RCC是Working在dis continuous mode 之flyback 線路。

2.Transformer 設計可依以下之設計基準為guide line。

a.Transformer size之選擇,可利用Ae值與watt數關係完成,也就是說 1W/2mm2,如 40W之
Power supply,便可選擇使用ER-28(Ae值:84.4mm2)。

b.為了得到最低的Primary loss(既主Q之loss,與Transformer wire loss)與secondary loss
(整流二極體之順向loss),則在設計primary 圈數時,先假設其Vcc:100V,duty cycle 50﹪,而工作頻率選在30～50KHZ之間,如果主Q為MOSFET時,可以將of選在高值,而主Q為Bipolar 時,則f選在低值。

這樣作的理由是MOSFET之switching loss 畢竟比Bipolar來的小。

所以在同樣的air gap下,主Q使用MOSFET時,其primary圈數可減少,連帶使Transformer藕合比較好,而增加了整個switching power supply的效率。

同樣鐵蕊同樣air gap:
▲primary 圈數增加→線繞不平整或層數太多→L P增加漏感變大→ f 變低power效率變差。

▲primary 圈數減少→線繞不平整或層數少→L P減少漏感小→ f 高Power效率提高。

3.變壓器藕合好,所帶來的益處,遠比Power supply 工作在高頻,而使零件的高頻loss增加的損失
還要多,因此整體性而言,Power supply 效率更跟著提升。

4.Transformer之繞線windows越大,也就是繞線使用率越高,則Transformer之Performance越
好(因漏感減少) 。

如ERL-28比ER-28好。

5.Primary與secondary繞線若越緊密,則漏感越小。

圖一. 圖二.
圖三.
在三明治繞法裡Transformer performance為一＞二＞三
變壓器設計良好,使Power supply 之效率提高也不一定會比PWM之continuous mods的Power supply 差。

6.在secondary整流二極體,若不在乎V F值時,既使用trr較慢如Fast recovery diode,也不會降低
power supply 之reliablity,既該二極體不致過熱燃燒,(如果power supply工作在continuous mode 時Ultrafast or Supper fast 之diode則是必然考慮使用的) 。

7.起動電路(兩種Type都一樣):
在主Q使用bipolar時,圖一,二都說明R3可以取消但MOSFET則不可省略之原因:
因為MOSFET為電壓控制其ON/OFF,一旦MOS ON 時,它就在DRAIN 與SOURCE間流動。

所以說,如果將R3取消時。

若POWER SUPPLY在開機那瞬間,BRIDGE RECITFER後之電容開始充電,電壓同時經R1很快地提升MOSFET之GATE電壓而導通,而這時充電電壓又未來到最起碼之電壓值(DC 100V),因MOSFET己經ON 3,所以流過MOSFET之電流可為很大,這時若不是FUSE OR BRIDGE都有燒掉之可能,又不幸地話連MOSFET也被DAMGED。

因為MOSFET Vg 只要有4V,MOS既被turn on因此C在充電間,MOS早已被turn on了
所以加R3之目的就讓R1與R3之分壓在電容尚未充電到某數值前扔低於Vg,而使MOSFET 尚在off狀態。

若充電電壓到某一數值時,這時R1,R3分壓才剛好達到Vg而使MOS turn on, 進入到一個正常工作的環境中。

若主Q是使用Bipolar時,由於流進Bipolar collector電流是由
I B (base電流)乘上hfe 而得,所以當濾波電容器在充電初期,既使此電壓經R1所產
生之電流因此Power supply還很安全。

8.主Q之turn – off (不論MOSFET or Bipolar)
在Q2 base之電壓為鋸齒波,之peak而達0.5V(常溫下)則Q2 turn-on,此時將Q1 Gate電壓拉到Vg以下MOSFET既走入OFF狀態,雖然這時Q2 base電壓也從0.5V往下走,Q2也走到OFF, 這時是由振盪線圈L0產生之負壓來繼續完成Q1之OFF。

Lp與L0之波形關係:
▲也就是說Q2之ON只有一個點而非長時間的ON,而這一點的ON就可以讓Q1 OFF
若主Q為Bipolar時,流過主Q之Primary current Ic 其與IB1有相關對應值(hfe),當Q2未ON前，IB1=IB,可是Q2在ON時,IB部份電流被Q2被旁路掉,以致IB1變小,同時也使Ic變小。

這時對Primary線圈而言,其Ic之改變變成負,所以Primary線圈產生相反電壓,同樣的OSC線圈電壓也改變為反向,而將IB變小,同時使Q1 Off ,如此瞬間改變,Q1便完完全全Off了。

則V1＝V2＞V3(電壓在縮小)
9.Primary Current sense 與回受
如圖一.在MOS之source上串接一個電阻到地,此電阻可以sensc到流過Primary winding之電流,雖然在電阻上所產生之三角波形電壓經R5,R4分壓後接到Q2 base上,其似乎看來有回受作用,但其實作用僅做Power limit 而已,對於線路穩定度一點幫助也沒有。

因為RCC在Hi-line時其振盪頻率提高,Primary current變小,如此變小之Primary current要使Q2 turn-on更是不容易,
得到,如此secondary之回授電路需負擔Line之變化與Load變化,其大大的降低了線路之穩定度
, 線路產生寄生振盪的機會比較高。

10.回授:在一個Power supply裡,其被要求輸入Line不管怎樣變化,或output load怎樣變化,power supply都必需穩定,在此要求下,Power supply之回授系統裡都有兩個loop,其一是負責Line之變化,此回路便是feed forword,另一個是負責Load 之變化。

這樣的控制設計帶來1. 設計容易
2.對於load change之response快,(因secondary回授已不在負責Line之變化,所以其gain與phase
可以對load change發揮最大的效果。

依上述方塊之概念,若feed forword設計的很好時,若secondary既使不回授。

只要在固定load下, 不管AC Line是高或低,secondary output電壓都不受影響。

11.feed forward電路(以圖二之D3,R4,C2為例)
而已。

PS:不論Hi-Line or Lo-Line其負壓振幅一樣,而正壓部份依Primary與 osc之圈數比在乘以Vcc。

由上圖B 之波形,可以看到Osc coil所產生的正電壓部份正包含著AC Line之information,此訊號利用如圖二之積分電路來作控制,正可達到feed forword之功能。

現在假設一個理想AC feed forword之工作原理,(而secondary之DC回授不動作)
在一個積分時間常數不變之電路裡,不同振幅的輸入電壓,其上升指數曲線不變,唯上升電壓快慢而已。

由上圖可知當在Lo-Line時+V部份之高度較低,當積分電壓要達到Q2 turn-on之位準時,其充電時間較長。

而Hi-Line之+V部份高度較高,其積分電壓達到Q2 turn-on位準之充電時間較短。

當Q2 turn-on時,既是主Q turn-of之際,也就是Primary current結束時。

如此可發現在Lo- Line 時主Q比較晚off,也就是duty cycle比較長,而在Hi-Line時主Q比較早off, 也就是duty cycle 比較短,正好符合RCC之特性,當Load不變時,在Hi- Line f 變高,duty cycle變小的特性。

因:
在 f 上升時,I值必然下降而在V上升,而I下降,則dt(既主Q NO Time)需變小的速度比I變小來的快,這也正是duty cycle縮小之現象。

由此可知duty cycle正因input變高時,經feed forward電路控制後自動縮小,無需要secondary 提供回授量來協助降低duty cycle,如此secondary之回授電路只要負擔load改變的工作就可以了。

12.Output over load protection:
在完整的回授裡,Q2仍被AC(feed forward)＆DC(secondary)兩訊號共同控制。

在上圖中可看到當load變小時,Vo將上升所以A點電壓下降,此時LED傳輸光線變大,以使tr之Emiter流出電壓變高,此時feed forward ckt所產生之積分電壓加上這較高的DC回授電壓,使其turn-on Q2之時間提早,如此主Q也被提早turn-on,相當於duty cycle縮小,如此儲存之能量也將減小,以使secondary之電壓下降回到regulated voltage,反之則相同原理,這就是回授。

同理,當負載在超過maximum時,DC回授量更小以使Q2 turn-on更慢,只要設計者所設計回授控制範圍內,則Power supply 輸出能量可越來越大(output電壓扔唯持不變),一但load持續增加,但因線路之控制量極限到了後,既DC回授量已趨進於0(既不在回授了),則這時load若在持續,則這時的鋸齒電壓(包含DC回授偏壓不再改變,意既duty cycle再也無法打的更開,也就是Power 輸出維持不變,所以output電壓便開始下降,最後Power supply short down,這也就是over load protection之原理。

Secondary output短路之保護原理,固然可視為over load之極端表現,店但是事實上,我們也可重從
前面的osc coil波形看出,在該波形中有負電壓(-V), 該-V是與Secondary之輸出有圈數比關係產生的,所以當output shorted時,(既output等於0V)則尺此一負壓也將變為0V,如果是這樣的話,則鋸齒波都是由0V開始充電,而此充電時間都很短,所以相當於Power傳輸到Secondary之能量都很小,而達到在output shorted時,其輸出電流可以設計到很小。

PS:
依上述描述,產生以下幾個姐結果:
1.當output電壓因設計不同,使之有高有低時,則會相對應產生over load之保護點不同。

2.feed forword ckt之時間常數不同時,則Secondary之短路電流將不同。

13.有無primary current sense之RCC比較:
基本上來說,RCC既使無current sense,只要在feed forword ckt做好,依然不會有使Power supply
信賴度喪失(比如Transformer飽合,主Q damage短路,此時VCC直接灌到電阻上,而使電阻OPEN,若Power supply之fuse如正常時,則這VCC會開始亂跑,此時Power supply將有很多零件勢必燒毀(或起火),恐有安規上的問題。

11。