一种DCM反激光伏微逆变器并网电流谐波抑制方法[发明专利]

(19)中华人民共和国国家知识产权局
(12)发明专利申请
(10)申请公布号 (43)申请公布日 (21)申请号 201910737376.3
(22)申请日 2019.08.12
(71)申请人 南通大学
地址 226019 江苏省南通市啬园路9号
(72)发明人 秦岭　段冰莹　尹铭　田民　高娟　
沈家鹏　周磊　张宇妍　韩启萌　
(51)Int.Cl.
H02J 3/38(2006.01)
H02J 3/01(2006.01)
(54)发明名称一种DCM反激光伏微逆变器并网电流谐波抑制方法(57)摘要本发明涉及一种DCM反激光伏微逆变器并网电流谐波抑制方法，包括：获取光伏阵列的输出电压和输出电流，经MPPT控制算法得到幅值指令；获取电网电压，进而得到电网电压的角频率，计算出与所述电网电压同频、同相的单位正弦信号，将幅值指令与单位正弦信号相乘得到第一乘积；将光伏阵列的输出电压与DCM反激光伏微逆变器主开关管的占空比信号相乘得第二乘积；将所述第一乘积与所述第二乘积进行比较，通过PR 控制，实现并网电流的正弦化与锁相控制。

通过此方法能实现伏秒乘积v pv (t)d(t)的正弦化，从而实现并网电流的正弦化，并且有效降低并网电
流的总谐波畸变率。

权利要求书1页 说明书5页 附图2页CN 110601253 A 2019.12.20
C N 110601253
A
1.一种DCM反激光伏微逆变器并网电流谐波抑制方法，其特征在于，包括以下步骤：S1.获取光伏阵列的输出电压和输出电流，经MPPT控制算法得到幅值指令；获取电网电压，计算与所述电网电压同频、同相的单位正弦信号，将所述幅值指令与所述单位正弦信号相乘得到第一乘积；
S2.将所述第一乘积作为所述光伏阵列的输出电压与所述DCM反激光伏微逆变器主开关管占空比信号乘积的基准值，通过伏秒控制器进行控制，并将所述伏秒控制器的输出信号进行调制产生第一脉冲宽度调制信号，用于对所述DCM反激光伏微逆变器主开关管进行驱动；
S3.根据所述电网电压生成两路互补的第二脉冲宽度调制信号和第三脉冲宽度调制信号，用于驱动所述DCM反激光伏微逆变器的辅助开关管。

2.根据权利要求1所述的DCM反激光伏微逆变器并网电流谐波抑制方法，其特征在于，步骤S1中，所述计算与所述电网电压同频、同相的单位正弦信号具体为：根据所述电网电压，通过PLL锁相环获取所述电网电压的角频率，进而计算与所述电网电压同频、同相的单位正弦信号。

3.根据权利要求1所述的DCM反激光伏微逆变器并网电流谐波抑制方法，其特征在于，步骤S2中，所述将所述第一乘积作为所述光伏阵列的输出电压与所述DCM反激光伏微逆变器主开关管占空比信号乘积的基准值，通过伏秒控制器进行控制，具体为：
S21.计算第一乘积与所述光伏阵列的输出电压与所述DCM反激光伏微逆变器主开关管占空比信号初始值乘积的差值，输入伏秒控制器，其中，所述DCM反激光伏微逆变器主开关管占空比信号初始值为0；
S22.将所述伏秒控制器输出的信号与固定频率三角载波信号幅值的倒数相乘得到所述DCM反激光伏微逆变器主开关管占空比信号瞬时值；
S23.将所述DCM反激光伏微逆变器主开关管占空比信号瞬时值与所述光伏阵列的输出电压相乘得到第二乘积；
S24.将所述第二乘积与所述第一乘积的差值输入伏秒控制器，返回步骤S22。

4.根据权利要求1所述的DCM反激光伏微逆变器并网电流谐波抑制方法，其特征在于，步骤S2中，所述将所述伏秒控制器的输出信号进行调制产生第一脉冲宽度调制信号，具体为：将所述伏秒控制器的输出信号取绝对值后与固定频率三角载波信号进行比较形成第一脉冲宽度调制信号。

5.根据权利要求1所述的DCM反激光伏微逆变器并网电流谐波抑制方法，其特征在于，步骤S3中，所述根据所述电网电压生成两路互补的第二脉冲宽度调制信号和第三脉冲宽度调制信号具体为，根据所述电网电压，通过PLL锁相环获取两路互补的第二脉冲宽度调制信号和第三脉冲宽度调制信号。

6.根据权利要求3或4所述的DCM反激光伏微逆变器并网电流谐波抑制方法，其特征在于，所述固定频率三角载波信号的频率为62kHz。

权　利　要　求　书1/1页CN 110601253 A
一种DCM反激光伏微逆变器并网电流谐波抑制方法
技术领域
[0001]本发明属于光伏发电技术领域，具体涉及一种DCM反激光伏微逆变器并网电流谐波抑制方法。

背景技术
[0002]光伏并网逆变器分为集中式、组串式和微逆变器三种基本类型。

与集中式和组串式逆变器相比，微逆变器在部分阴影遮蔽的情况下具有更好的性能。

此外，其还具有‘即插即用’、易于扩展、安装成本低、模块化设计等优点，因此得到广泛关注。

[0003]微逆变器功率等级较小，约为150W-300W，故一般工作在单相并网发电场合。

反激式拓扑具有器件数量少，电流控制简单，成本较低等优点，因此成为微逆变器的典型结构。

反激型微逆变器通常工作在励磁电感电流断续模式(DCM)下。

此时，若直流电源无脉动，则只要使主开关管的占空比呈正弦化调制，就能实现二次侧电流基波分量与电网电压同频同相，而无需检测输出电流，从而有效降低了系统成本。

然而，微逆变器的瞬时输出功率是时变的。

根据功率守恒，直流母线电压会产生二倍电网频率脉动，进而导致并网电流产生畸变。

[0004]为了解决上述问题，有文献提出了基于伏秒的电流控制方法，即：持续检测直流母线电压v dc(t)和占空比d(t)，相应的调节主开关管的开通时间，以确保峰值电流的包络线呈正弦波形，从而消除了直流母线电压纹波对并网电流总谐波畸变率(THD)的不利影响。

然而，该方法需要实时计算直流母线电压的平均值，运算量较大，较难实现；且并网电流的THD 受平均值计算精度的严重影响。

发明内容
[0005]有鉴于此，本发明的目的在于提供一种DCM反激光伏微逆变器并网电流谐波抑制方法，用于降低并网电流的谐波畸变率。

[0006]为实现上述目的，现提出的方案如下：
[0007]一种DCM反激光伏微逆变器并网电流谐波抑制方法，包括以下步骤：
[0008]S1.获取光伏阵列的输出电压和输出电流，经MPPT控制算法得到幅值指令；获取电网电压，计算与所述电网电压同频、同相的单位正弦信号，将所述幅值指令与所述单位正弦信号相乘得到第一乘积；
[0009]S2.将所述第一乘积作为所述光伏阵列的输出电压与所述DCM反激光伏微逆变器主开关管占空比信号乘积的基准值，通过伏秒控制器进行控制，并将所述伏秒控制器的输出信号进行调制产生第一脉冲宽度调制信号，用于对所述DCM反激光伏微逆变器主开关管进行驱动；
[0010]S3.根据所述电网电压生成两路互补的第二脉冲宽度调制信号和第三脉冲宽度调制信号，用于驱动所述DCM反激光伏微逆变器的辅助开关管。

[0011]优选的，步骤S1中，所述计算与所述电网电压同频、同相的单位正弦信号具体为：
根据所述电网电压，通过PLL锁相环获取所述电网电压的角频率，进而计算与所述电网电压同频、同相的单位正弦信号。

[0012]优选的，步骤S2中，所述将所述第一乘积作为所述光伏阵列的输出电压与所述DCM 反激光伏微逆变器主开关管占空比信号乘积的基准值，通过伏秒控制器进行控制，具体为：[0013]S21.计算第一乘积与所述光伏阵列的输出电压与所述DCM反激光伏微逆变器主开关管占空比信号初始值乘积的差值，输入伏秒控制器，其中，所述DCM反激光伏微逆变器主开关管占空比信号初始值为0；
[0014]S22.将所述伏秒控制器输出的信号与固定频率三角载波信号幅值的倒数相乘得到所述DCM反激光伏微逆变器主开关管占空比信号瞬时值；
[0015]S23.将所述DCM反激光伏微逆变器主开关管占空比信号瞬时值与所述光伏阵列的输出电压相乘得到第二乘积；
[0016]S24.将所述第二乘积与所述第一乘积的差值输入伏秒控制器，返回步骤S22。

[0017]优选的，步骤S2中，所述将所述伏秒控制器的输出信号进行调制产生第一脉冲宽度调制信号，具体为：将所述伏秒控制器的输出信号取绝对值后与固定频率三角载波信号进行比较形成第一脉冲宽度调制信号。

[0018]优选的，步骤S3中，所述根据所述电网电压生成两路互补的第二脉冲宽度调制信号和第三脉冲宽度调制信号具体为，根据所述电网电压，通过PLL锁相环获取两路互补的第二脉冲宽度调制信号和第三脉冲宽度调制信号。

[0019]优选的，所述固定频率三角载波信号的频率为62kHz。

[0020]从以上技术方案可以看出，本申请实施例将光伏阵列的输出电压和占空比的乘积v pv(t)d(t)与正弦基准ksinωt进行比较，通过比例谐振控制器(PR)控制，实现并网电流的正弦化与锁相控制。

与原方法相比，本提供的方法运算量更小，且能实现伏秒乘积v pv(t)d (t)的纯正弦化波形控制，从而实现并网电流的正弦化，并且有效降低并网电流的总谐波畸变率。

附图说明
[0021]为了更清楚地说明本申请实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或技术描述中所需要使用的附图作简单介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图。

[0022]图1为本发明实施例公开的一种DCM反激光伏微逆变器并网电流谐波抑制方法的控制框图；
[0023]图2为采用传统控制方法时，DCM反激型微逆变器的光伏组件的输出电压、占空比和并网电流的仿真波形图；
[0024]图3为采用本发明的方法时，DCM反激型微逆变器的光伏组件的输出电压、占空比和并网电流的仿真波形图。

具体实施方式
[0025]下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完
整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分实施例，而不是全部实施例。

基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。

[0026]本申请实施例公开了一种DCM反激光伏微逆变器并网电流谐波抑制方法，包括：[0027]S1.获取光伏阵列的输出电压和输出电流，经MPPT控制算法得到幅值指令；获取电网电压，计算与所述电网电压同频、同相的单位正弦信号，将所述幅值指令与所述单位正弦信号相乘得到第一乘积；
[0028]S2.将所述第一乘积作为所述光伏阵列的输出电压与所述DCM反激光伏微逆变器主开关管占空比信号乘积的基准值，通过伏秒控制器进行控制，并将所述伏秒控制器的输出信号进行调制产生第一脉冲宽度调制信号，用于对所述DCM反激光伏微逆变器主开关管进行驱动；
[0029]S3.根据所述电网电压生成两路互补的第二脉冲宽度调制信号和第三脉冲宽度调制信号，用于驱动所述DCM反激光伏微逆变器的辅助开关管。

[0030]具体的，首先通过电压传感器和电流传感器分别采集光伏阵列的输出电压v pv(t)和输出电流i pv(t)，通过电压传感器获取电网电压，然后通过PLL锁相环电路获得电网电压的角频率ω，根据光伏阵列的输出电压v pv(t)和输出电流i pv(t)，经MPPT控制算法获得最大功率点对应的幅值指令k；根据电网电压的角频率ω计算出与电网电压同频、同相的单位正弦信号sin(ωt)，将最大功率点对应的幅值指令k与电网电压的单位正弦信号sin(ωt)相乘，得到第一乘积ksin(ωt)；
[0031]然后，将第一乘积ksin(ωt)作为光伏阵列的输出电压v pv(t)与DCM反激光伏微逆变器主开关管占空比信号d(t)乘积的基准值，通过伏秒控制器进行控制。

本发明中，伏秒控制器进行控制具体为：S21.在开机初始状态时，DCM反激光伏微逆变器主开关管占空比信号初始值为0，将光伏阵列的输出电压与DCM反激光伏微逆变器主开关管占空比信号初始值乘积和第一乘积的差值，输入伏秒控制器；S22.将伏秒控制器输出的信号与固定频率三角载波信号幅值的倒数相乘得到所述DCM反激光伏微逆变器主开关管占空比信号瞬时值d(t)；S23.将DCM反激光伏微逆变器主开关管占空比信号瞬时值d(t)与光伏阵列的输出电压v pv (t)相乘得到第二乘积；将第二乘积与第一乘积的差值输入伏秒控制器，返回步骤S22。

在上述过程中，将伏秒控制器的输出信号取绝对值，获得调制信号u c(t)，将调制信号u c(t)通过比较器与固定频率三角载波信号进行比较形成第一脉冲宽度调制信号，用于对所述DCM反激光伏微逆变器主开关管进行驱动；本发明中伏秒控制器可以采用比例谐振控制器。

[0032]最后，通过对电网电压锁相，可得到电网电压正负半波过零点，从而可得到两路互补的第二脉冲宽度调制信号和第三脉冲宽度调制信号，用于驱动所述DCM反激光伏微逆变器的辅助开关管。

[0033]不断重复上述步骤，最终控制反激光伏微逆变器的输出电流形成完整的正弦波。

[0034]具体的，传统的方式需要实时计算直流母线电压的平均值，要存储多组数据然后进行求和再进行平均，运算量大，且很难有模拟芯片同时具有存储多个数据并且进行除法计算的功能，因此也难以实现，而本发明只需要采实时的数据即可，降低运算量同时操作简单。

[0035]需要解释的是，为了确定第一乘积ksin(ωt)与第二乘积v pv(t)d(t)的关系，我们
根据图1所示的反激光伏微逆变器电路结构进行了下述分析过程：
[0036]图1所示的电路结构包括光伏阵列PV、直流母线电容C PV、三绕组变压器、主开关管S1、二极管D1、D2，辅助开关管S2、S3，输出滤波电容C grid、输出滤波电感L grid和电网，三绕组变压器一次侧的一端(命名为A端)与光伏阵列PV的正极、直流母线电容C PV的正极连接，三绕组变压器一次侧的另一端(命名为B端)与主开关管S1的漏极连接，主开关管S1的源极与光伏电池PV的负极、直流母线电容C PV的负极连接，三绕组变压器二次侧包括第一绕组和第二绕组，所述第一绕组的一端(与B端互为同名端)与二极管D1的阳极连接，二极管D1的阴极与辅助开关管S2的漏极连接，第二绕组的一端(与B端互为同名端)与二极管D2的阳极连接，二极管D2的阴极与辅助开关管S3的漏极连接，辅助开关管S3的源极与第一绕组的另一端(与B端互为异名端)、输出滤波电容C grid的负极、电网的负极连接，辅助开关管S2的源极与第二绕组的另一端(与B端互为异名端)、输出滤波电容C grid的正极、输出滤波电感L grid的一端连接，输出滤波电感L grid的另一端与电网的正极连接。

[0037]DCM模式下，开通主开关管S1，励磁电流i m(t)开始从0线性增加，斜率为：
[0038]
[0039]上式中，v pv(t)为光伏阵列PV的输出电压，L m为三绕组变压器励磁电感的电感值。

[0040]励磁电流峰值为：
[0041]
[0042]上式中，t on(t)为主开关管S1的导通时间，T s为主开关管S1的开关周期，d(t)为主开关管S1驱动信号的占空比。

[0043]当主开关管S1关断时，二次侧的二极管D1和D2开通。

二次侧电流峰值为：
[0044]
[0045]上式中，n为三绕组变压器一次侧与二次侧的匝数比。

[0046]二次侧电流i s(t)的下降斜率为：
[0047]
[0048]上式中，v grid(t)为电网电压。

[0049]假设电网电压为理想的正弦电压，即：
[0050]v grid(t)＝V m sinωt (5)
[0051]式中，V m和ω分别为电网电压幅值和角频率。

[0052]联立(3)-(5)，可得二次侧电流i s(t)由峰值减至0所需的时间为：
[0053]
[0054]输出电流的平均值为：
[0055]
[0056]然后将(3)和(6)代入(7)，可得：
[0057]
[0058]可以看出，要使i grid(t)的波形呈正弦化，则需满足v pv2(t)d2(t)＝k2sin2ωt的条件，即v pv(t)d(t)＝ksinωt。

其中，k通过MPPT控制器控制得到。

[0059]下面通过实验来对比本申请的方法与传统方法的区别：
[0060]参见图2，图2为采用传统控制方法该反激型微逆变器的光伏组件的输出电压、占空比和并网电流的仿真波形图。

由图2可以看出，光伏组件的输出电压是含有二倍电网频率脉动的，在占空比d(t)为馒头波的情况下，直流母线上的电压纹波导致并网电流失真，总谐波畸变率THD＝17.89％。

[0061]图3为采用本申请所提供的控制方法，该反激型微逆变器的光伏组件的输出电压、占空比和并网电流的仿真波形图。

由图3可以看出，相同工况下总谐波畸变率THD＝2.529％，并网电流正弦度更好。

[0062]因此，综合上述分析可知，本发明提出的DCM反激光伏微逆变器并网电流谐波抑制方法，在减少计算量的前提下，很好的改善了并网电流中的谐波分量，降低了并网电流的总谐波畸变率。

[0063]最后，还需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在实际的关系或者顺序。

以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想，而非对其限制。

应当指出，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明的保护范围内。

图1
图2
图3。