噪声分析

噪声分析V1.0
目录
序言 (3)
第一章概述 (4)
1.1、直放站噪声分析的目的、意义； (4)
1.2、直放站噪声分析的重点、难点； (4)
第二章噪声的分类与特性 (5)
2.1、噪声的分类与特性 (5)
2.2、人为噪声 (6)
2.3、发射机产生的噪声及寄生辐射 (9)
2.4、天线热噪声 (10)
第三章噪声的表示和计算方法 (12)
3.1、噪声系数 (12)
3.2、额定功率、额定功率增益和以此定义的噪声系数 (14)
3.3、噪声温度 (16)
3.4、多级放大器的噪声系数 (17)
第四章各种不同组网模式下直放站噪声的计算 (19)
4.1、直放站噪声 (19)
4.2、并联方式下直放站上行底噪的计算 (22)
4.3、串联方式下直放站上行底噪的计算 (26)
4.4、混联方式下直放站上行底噪的计算 (31)
4.5、基站接收直放站噪声的计算 (32)
第五章直放站上行底噪的调试方法 (35)
5.1、直放站上行底噪的调试方法 (35)
5.2、在对直放站进行上行底噪调整时应该考虑的因素 (38)
序言
随着我国无线通信网络的不断发展，直放站系统被越来越广泛地应用在室内、外覆盖系统覆盖工程中。

经过几年的建设，移动通信运营商对城市室内外的网络建设已日趋完善，对于城市室内外的建设宗旨也由初期的大量的初期基础覆盖转变为了对网络的不断优化，直至打造为精品网络。

由于在移动通信系统中，直放站的引入必然会对基站系统造成一定的干扰，而这种干扰主要是由于直放站的噪声产生的，但是由于我们对直放站噪声至今没有一个理性的认识，因此在以往解决此类问题主要依靠工程人员的经验进行解决，这就造成了问题解决的片面性，从而使问题得不到彻底的解决。

因此如果我们能够将直放站噪声的认识提高到理论的水平，那么必能为今后的工程设计、工程开通提供理论依据和实践基础，从而极大的提升我们公司产品的竞争力。

因此，从公司市场角度而言，如果我们能够提高工程人员对于直放站噪声的认识，将可以极大提高工程的质量，减少甚至消除直放站引入后对基站的干扰，从而使我们公司产品在开通后能够保持很好的工作稳定性的竞争优势，在减小对基站系统的影响方面超越其他公司。

为增加公司的市场份额提供质量保证。

经过逐步的摸索和实验数据的采集分析，工程部在此方面已经积累了一定的经验，为了更好的做好直放站噪声的相关研究，进而指导和支持全国各代表处相关的工程，总结出一套解决直放站噪声对基站系统的干扰问题，则显得尤为重要了。

第一章概述
1.1、直放站噪声分析的目的、意义；
a．在室内以及某些基站不易覆盖的地方，直放站引入由于其投资成本少，建设周期短的优势使之成为一种比较合理的解决方案；而由于直放站本身对于基站来说就
是一个噪声源，因此直放站的引入不可避免的会对基站系统造成一定的影响，对
通话质量造成一定的影响，严重时会堵塞基站，甚至引起网络崩溃。

b．到目前为止，我们对于各种覆盖方式仍然停留在经验阶段，具体的级联多少台设备才不会对网络造成较大影响没有一个理论的认识，因此如果将直放站噪声能提
高到理论的高度，必能为以后的工程设计以及开通提供强大的理论依据和实践基
础。

c．涉及到网络运营商的网络形象，局方比较重视，所以稳定的、高质量的覆盖效果将有助于树立公司形象，展示公司的优质高效工程和良好的服务意识。

1.2、直放站噪声分析的重点、难点；
网络运营商一般都希望在直放站引入后不对原有网络造成很大的影响，一般情况下，只要基站接收到直放站的噪声小于－120dBm即基本上不会对基站造成什么影响。

因此我们只要保证直放站上行底噪经过链路损耗以后到达基站小于－120dBm。

但关键是在传输链路无法改变的情况下如何保证，要弄清楚这一点，我们必须对直放站的噪声传输过程有一个清醒的认识。

因此这一点既是直放站噪声分析的难点，同时也是重点。

第二章 噪声的分类与特性
信道对信号传输的限制除了损耗和衰落之外，另一个重要的限制因素是噪声与干扰。

其
中噪声又可以分为内部噪声和外部噪声。

外部噪声包括自然噪声和人为噪声。

干扰系指无线电台间的相互干扰，包括电台本身产生的干扰，如邻道干扰、共频道干扰、互调干扰以及因远近效应引起的近端对远端信号的干扰等。

2.1、噪声的分类与特性
移动信道中加性噪声（简称噪声）的来源是多方面的，一般可分为：①内部噪声；②自
然噪声；③人为噪声。

内部噪声是系统设备本身产生的各种噪声。

例如，在电阻一类的导体中由电子的热运动所引起的热噪声，真空管中由电子的起伏性发射或半导体中由载流子的起伏变化所引起的散弹噪声及电源哼声等。

电源哼声及接触不良或自激振荡等引起的噪声是可以消除的，但热噪声和散弹噪声一般无法避免，而且它们的准确波形不能预测。

这种不能预测的噪声统称为随机噪声。

自然噪声即人为噪声为外部噪声，它们也属于随机噪声。

依据噪声特征又可分为脉冲噪声和起伏噪声。

脉冲噪声是在时间上无规则的突发噪声，例如，汽车发动机所产生的点火噪声，这种噪声的主要特点是其突发的脉冲幅度较大，而持续时间较短；从频谱上看，脉冲噪声通常有较宽频带；热噪声、散弹噪声及宇宙噪声是典型的起伏噪声。

在移动信道中，外部噪声（亦称环境噪声）的影响较大，美国ITT （国际电话电报公司）
公布的数据示于下图。

图中将噪声分为六种：①大气噪声；②太阳噪声；③银河噪声；④郊区人为噪声；⑤市区人为噪声；⑥典型接收机的内部噪声。

其中，前五种均为外部噪声。

有时将太阳噪声和银河噪声统称为宇宙噪声。

大气噪声和宇宙噪声属自然噪声。

图中，纵坐标用等效噪声系数a F 或噪声温度a T 表示。

a F 是以超过基准噪声功率)(n o o B KT N =的分贝数来表示，即
O
a n
O n a a T T Lg
B kT B kT Lg
F 1010== (2－1)
式中，K 为波兹曼常数（1.38×10-23J/K ），o T 为参考绝对温度（290K ），n B 为接收机有效噪声带宽（它近似等于接收机的中频带宽）。

3×10T=2903×103
3×1043×105
3×106
3×1073×108F a =10l g (T a /T o )(d B )
f/MHz
噪声
由式（1－1）可知，等效噪声系数a F 与噪声温度a T 相对应，例如a T ＝o T ＝290K ，a
F ＝0dB ；若a F ＝10dB ，则a T ＝10o T ＝2900K ，等等。

由式（1－1）可见，在30－1000MHz 频率范围内，大气噪声和太阳噪声（非活动期）
很小，可忽略不计；在100MHz 以上时，银河噪声低于典型接受机的内部噪声（主要是热噪声），也可忽略不计。

因而，除海上、航空及农村移动通信外，在城市移动通信中不必考虑宇宙噪声。

这样，我们最关心的主要是人为噪声的影响。

2.2、人为噪声
所谓人为噪声，是指各种电器装置中电流或电压发生急剧变化而形成的电磁辐射，诸如
电动机、电焊机、高频电气装置、电气开关等所产生的火花放电形成的电磁辐射。

这种噪声电磁波除直接辐射外，还可以通过电力线传播，并由电力线和接收机天线间的电容性耦合而进入接收机。

就人为噪声本身的性质来说，多属于脉冲干扰，但在城市中，由于大量汽车和工业电气干扰的叠加，其合成噪声不再是脉冲性的，其功率谱密度同热噪声类似，带有起伏干扰性质。

在移动信道中，人为噪声主要是车辆的点火噪声。

因为在道路上行驶的车辆，往往是一
辆接一辆，车载电台不仅受本车点火噪声的影响，而且还受前后左右周围车辆点火噪声的影响。

这种环境噪声的大小主要决定于汽车流量。

美国国家标准局公布的几种典型环境噪声系数平均值如图所示：
10
10
10
10
10
f/MHz
Fa（相当于kToBn
由图可见，城市商业区的噪声系数比城市居民区高6dB 左右，比郊区则高12dB 。

人为
噪声（100MHz 以上）在农村地区可忽略不计。

下图给出了城市商业区、居民区和郊区的噪声系数a F 的标准偏差Fa δ随频率变化的关系。

由图可见，城市商业区的Fa δ最大，随着频率增高，起伏也增大；在居民区及郊区，频率增高，Fa δ值减小。

f/MHz
环境噪声和多径传播对话音质量的综合影响
ITU（国际电信联盟）公布的资料表明，多径效应对接受质量与火花干扰相似，对于不同的信噪比，在静态（只有接收机内部噪声）和衰落条件下，给予人耳的听觉效果不大一样，因此，仅仅根据接收机的灵敏度及环境噪声的影响来确定服务区范围，显然不能保证与其的话音质量。

移动台在行进时，同时遭受火花干扰和多径效应的影响，为此在计算服务区范围时，必须确定这两种影响所引起的接收机性能的恶化量。

恶化量是指在移动台行进时的动态条件下，为达到同静态条件下一样的话音质量所需的接受电平的增加两。

话音质量采用主管的评定方法，它分为5级。

在30－500MHz频率范围内，移动台话音质量分别为3级和4级时的恶化量如图所示。

510
15202530
f/MHz 5
f/MHz 3级话音质量
4级话音质量
由图可见，频率升高时，恶化量减小，对频率在400MHz 以上的移动台接收机，性能
恶化量基本上与频率无关。

基站接收机同样存在恶化量问题，但恶化量通常小于移动台接收机的恶化量。

2.3、发射机产生的噪声及寄生辐射
通常人们对接收机内部噪声比较熟悉，但往往忽略了发射机产生的噪声及寄生辐射，尤
其是在移动通信网中，众多移动台发送的含有噪声的信号势必造成相互干扰，因此必须严格控制发射机产生的噪声及各种寄生辐射。

2.3.1、 发射机边带噪声
通常，发射机即使未假如调制信号，也存在以载频为中心、分布频率范围
相当宽的噪声，这种噪声就称为发射机边带噪声，简称发射机噪声。

发射机的噪声频带约为2-3MHz ，它比频道间隔（如25kHz ）大得多，它不仅在相邻频道内形成干扰，而且会在几兆赫的频带内产生影响。

发射机噪声主要由振荡器的噪声、倍频器次数及调制器串入的杂音等所决定。

振荡器的
噪声主要受电源的波动及热噪声的影响，为此供给振荡器的电源必须具有良好的滤波并采用文雅措施。

振荡器输出的振荡频率往往要倍频数次才能获得所需的载波频率，由于倍频器的影响，信噪比将会进一步恶化。

一般来说，经n 次倍频后，信噪比恶化将大于（20lgn ）dB 。

为降低倍频所造成的信噪比恶化，应力求减少倍频次数n ；同时，在倍频之前，振荡器的输出端，即倍频器输入端应有良好的滤波特性，以减少发射机噪声。

2.3.2、 发射机的寄生辐射
目前使用的移动电台，为获得较高的频率稳定度，大多采用晶体振荡器或
温补晶体振荡器（TCXO ），然后通过多级倍频器倍频到所需载频，如果各级倍频器的滤波特性不良，在发射机的输出端便会产生污染信道的寄生辐射波，它会干扰与寄生频率相近的接收机。

为减小寄生辐射，在发射机中需注意一下问题： （1） 倍频次数要尽可能小
（2） 各级倍频器应具有良好的滤波性能
（3） 各级倍频器之间应屏蔽隔离，防止电磁耦合或泄漏
（4） 发射机的输出回路应具有良好的滤波性能，以抑制寄生分量
2.4、天线热噪声
天线等效电路由辐射电阻A R 和电抗A X 组成。

辐射电阻只表示天线接受或辐射信号功
率，它不同于天线导体本身的电阻（天线导体本身电阻近似等于零）。

所以就天线本身而言，热噪声是非常小的。

但是，天线周围的介质微粒处于热运动状态。

这种热运动产生扰动的电磁波辐射（噪声功率），而这种扰动辐射被天线接收，然后又由天线辐射出去。

当接收与辐射的噪声功率相等时，天线和周围介质处于热平衡状态，因此天线中存在噪声的作用。

热平衡状态下，天线中热噪声电压为
n A A n f R kT v ∆=42
(2－2)
式中，A R 为天线辐射电阻；A T 为天线等效噪声温度。

若天线无方向性，且处于绝对温度为T 的无界限均匀介质中，则
T T A =，n A A n f R kT v ∆=42
天线的等效噪声温度A T 与天线周围介质的密度和温度分布以及天线的方向性有关。

例
如，频率高于300MHz ，用锐方向性天线作实际车辆，当天线指向天空时，A T ≈10K ；当天
线指向水平方向时，由于地球表面的影响，
T≈40K。

A
除此之外，还有来自太阳、银河系及月球的无线电辐射的宇宙噪声。

这种噪声在空间的分布是不均匀的，且与时间（昼夜）和频率有关。

通常，银河系的辐射较强，其影响主要在米波及更长波段。

长期观测表明，这影响是稳定的。

太阳的影响最大又极不稳定，它与太阳的黑子数目及日辉（即太阳大爆发）有关。

第三章 噪声的表示和计算方法
3.1、噪声系数
在电路某一特定点上的信号功率与噪声功率之比，称为信号噪声比，简称信噪比，用符
号n
s
P P （或S/N ）表示。

对于放大器或接收机来说，要求它们的输出端有足够高的信噪比。

放大器噪声系数是指放大器输入端信号噪声功率比
ni
si
P P 与输出端信号噪声功率比
no
so
P P 的比值：
==
no
so
ni si
n P P P P F 输入端信噪比/输出端信噪比 （3－1）
用分贝数表示：
no
so
ni si
n P P P P Lg
dB F 10)(= （3－2）
它表示信号通过放大器后，信号噪声比变坏的程度。

如果放大器是理想无噪声的线性网络，那么，其输入端的信号与噪声得到同样的放大，
亦即输出端的信噪比与输入端的信噪比相同，于是F n ＝1或F n （dB ）＝0dB 。

若放大器本身有噪声，则输出噪声功率等于放大后的输入噪声功率和放大器本身的噪声功率之和。

显然，经放大器后，输出端的信噪比就较输入端的信噪比低，则F n >1。

通常，输入端的信号功率si P 和噪声功率ni P 分别由输入信号源的信号电压s V 和其内阻
s R 的热噪声所产生。

并规定s R 的温度为290K （即17℃）
式（3－1）也可以写成另一种形式
p
ni no si
so ni no
n G P P P P P P F ⨯=
=
（3－3）
式中，si
so p P P G =为放大器的功率增益。

p ni G P ⨯表示信号源内阻产生的噪声通过放大器放大后在输出端所产生的噪声功率，用
noi P 表示。

则式（3－3）可写成
noi
no n P P F =
（3－4）
上式表明，噪声系数F n 仅与输出端的两个噪声功率no P 、noi P 有关，而与输入信号的大小无关。

实际上，放大器的输出噪声功率no P 是由两部分组成的：一部分是p ni noi G P P ⨯=；另
一部分是放大器本身（内部）产生的噪声在输出端上呈现的噪声功率noii P 。

即
noii noi no P P P +=
所以，噪声系数又可写成
noi
noii n P P F +
=1 （3－5）
由式（3－5）也可以看出噪声系数与放大器内部噪声的关系。

实际放大器总是要产生噪声的，即noii P >0，因此F n >1。

只有放大器是理想情况，内部无噪声，即noii P ＝0，则F n ＝1。

应该指出，噪声系数的概念仅仅适用于线性电路（线性放大器），因此可用信号和噪声、
噪声和噪声之间会相互作用，即使电路本身补产生噪声，在输出端的信噪比也和输入端的不同。

因此，噪声系数的概念就不能使用。

另外，近年来又提出点噪声系数和平均噪声系数的概念。

由于实际网络通带内不同频率
点的传输系数是不完全相等的，所以其噪声系数也不完全一样。

为此，在不同的特定频率点，分别测出其对应的单位频带内的信号功率与噪声功率，然后再计算出各自的噪声系数，称为点噪声系数。

而某一频率范围内网络的平均噪声系数，则定义为：
df
f G df f G f F F p p n AV n )()()()(⎰⎰=
（3－6）
式中，)(f F n 和)(f G p 分别为网络噪声系数和功率增益对应频率的函数。

3.2、额定功率、额定功率增益和以此定义的噪声系数
为了计算和测量的方便，噪声系数也可以用额定功率和额定功率增益的关系来定义。

为
此，我们先引入“额定功率”（资用功率）的概念。

额定功率是指信号源所能输出的最大功率，如图所示：
为了使信号源有最大功率输出，显然必须使s R ＝i R ，即放大器的输入电阻i R 与信号源内阻s R 相匹配。

所以额定输入信号功率为：
s
sm si
R V P 42
=
⋅ （3－7）
额定输入噪声功率为：
n n s s
n
ni
f kT f kTR R V P ∆=∆==
442
' （3－8）
由此可见，额定信号（噪声）功率只是信号源的一个属性，它仅取决于信号源本身的参
数――内阻和电动势，而与放大器的输入电阻和负载电阻无关。

当i R ≠s R 时，额定信号功率数值不便，但这时额定信号功率不表示实际的信号功率。

输出端的情况也是一样。

当输出端匹配（l o R R =）时，输出端的额定信号功率'
so P 和
额定噪声功率'
no P 。

不匹配时，输出端的额定信号功率和额定噪声功率数值不便，但不表示输出端的实际信号功率。

下面介绍额定功率增益的概念。

额定功率增益是指放大器（或线性四端网络）的额定输出功率与额定输入功率之比，可
表示为
''
si
so ph P P G =
（3－9）
与额定功率的概念相同，放大器不匹配时，还存在额定功率增益。

因此，噪声系数F n 也可定义为：
ph
ni
no no
so ni si
n G P P P
P
P P F ⨯=
=
''
'''
'
（3－10）
将式（3－8）（3－9）代入式（3－10）可得
ph
n no
n G f kT P F ⨯∆=
'
（3－11）
式（3－11）是采用额定功率和额定功率增益后噪声系数的又一种表示式。

式（3－10）和（3－11）是假定放大器的输入端和输出端分别匹配时，计算噪声系数的
公司。

但即使不匹配，由式（3－11）计算所得得数值，仍然是该放大器的噪声系数。

这一点简单说明如下。

不匹配时，额定功率'P 与实际功率P 之间存在着如下的关系：
q P P ⨯='
（3－12）
式中，q 称为失配系数。

其意义是：由于电路失配，q≤1，使实际功率小于额定功率。

对于放大器来说，如输入端和输出端的失配系数分别为i q 和o q ，噪声系数Fn 可写成
'
'
'
'
no
so ni si
no
so
ni si
n P P
P P P P P P F ==
（3－13）
如上所述，当电路匹配时，输出信号功率和输出噪声功率均为最大。

而当电路失配是输
出信号功率和输出噪声功率均减小，但两者按一定的关系减小。

因而，不论放大器负载状况如何，都可以认为噪声系数的变化是不大的。

这样，通过额定功率与额定功率增益推求放大器的噪声系数，具有运算简便、适用的优点。

3.3、噪声温度
有时，可将放大器内部噪声折算到输入端，而放大器则认为是本身没有噪声的理想部件。

若内部噪声折算到输入端的额定输入噪声功率为''ni P ，则经放大后的额定输出噪声功率
ph ni no G P P ⨯='
''
2。

考虑到n si f kT P ∆='，若以'1no P 表示ph n G f kT ∆，并令n i ni f kT P ∆='
'，则式
（3－11）又可改写为：
T
T f kT G f kT G P P P
P P P
P F i n
ph n i ph no no no no no no no n +
=∆∆+
=+
=+=
=111'
1
'
2'1
'
2
'1'1'
或 T F T n i )1(-= （3－14） T i 称为噪声温度。

当T i ＝0（内部无噪声）时，F n ≈1（0dB ）；而当T i ＝T ＝290K 时，F n ＝2（3dB ）。

如上所述，则
n
i ph ph n i ph n no no no f T T k G G f kT G f kT P P P ∆+=∆+∆=+=)('
2'
1'
(3-15)
用此式可以说明噪声温度T i 的物理意义，即：放大器内部产生的噪声功率，可看作由放大器输入端街上一个匹配的、温度为T i 的电阻所产生，或看作与放大器匹配的噪声源内阻Rs 在工作温度上再加一温度T i 后，所增加的输出噪声功率。

所以，噪声温度也代表相应的噪声功率。

令T ＝290K ，根据式（1－13）可以进行噪声系数Fn 和噪声温度T i 的换算，其结果如表
所示：
T i 与F n 都可以表征放大器内部噪声的大小。

两种表示，没有本质的区别。

通常，噪声温
度可较精确的比较放大器内部噪声的大小。

例如，Fn 为0.3dB 和0.5dB （很靠近）时，相应的噪声温度为20K 和35K （比较分开）。

近年来，随着半导体工艺技术的发展和进步，出现了大量的低噪声器件，使无线电设备
前端的噪声系数明显降低。

加上各种制冷技术的应用，更减小了设备及电路的噪声系数。

3.4、多级放大器的噪声系数
无线电设备是由许多单级放大器（或其他单元电路）组成的。

研究其总噪声系数与各级
噪声系数之间的关系有实际意义，因为它指出了降低总噪声系数的方向。

下面先看看两级电路的情况。

设有二级级联放大器，如图所示。

每一级的额定功率增益和噪声系数分别为G p1、F n1和
G p2、F n2通频带均为Δf n 。

Vs
如前所述，第一级额定输入噪声功率（由信号源内阻产生）为n f kT ∆，可见，第一级额
定输出噪声功率为：
11'
1ph n n no G F f kT P ⨯⨯∆= （3－16）
显然，第一级额定输出噪声功率'
1no P 是由两部分组成：一部分是经放大后的信号源噪声
功率1'
1ph no G kTP ；另一部分是第一级放大器本身产生的输出噪声功率1n P 。

因此
1
11111'
11)1(ph n n ph n ph n n ph n no n G f kT F G f kT G F f kT G f kT P P ∆-=∆-∆=∆-= （3－17）
同理，第二级放大器额定输出噪声功率'
2NO P 也由两部分组成：一部分是第一级放大器
输出的额定输出噪声功率1no P 经第二级放大后的输出部分，等于2'
1ph no G P ；另一部分是第二级放大器本身附加输出的噪声功率2n P 。

而2n P 可用求1n P 同样的方法求得。

但应注意，必须将两级放大器断开，将信号源（包括内阻）直接接到第二级的输入端，因为2n P 是第二级放大器本身产生的输出噪声功率，应与第一级采用相同的信号源噪声进行计算。

所以
222)1(ph n n n G f kT F P ∆-= （3－18）
这样，第二级放大器额定输出噪声功率为
222'
1'
2)1(ph n n ph no no G f kT F G P P ∆-+⨯= （3－19）
再将11'
1ph n n no G F f kT P ⨯⨯∆=代入上式，可得
22211'
2)1(ph n n ph ph n n no G f kT F G G F f kT P ∆-+⨯∆= （3－20）
按照噪声系数的定义，二级放大器的噪声系数为
n
ph ph ph n n ph ph n n n
ph no n f kT G G G f kT F G G F f kT f kT G P F ∆∆-+⋅∆=
∆⋅=
⋅212
2211'
2
21)1()(
1
211ph n n G F F -+= （3－21）
采用同样的方法，可以求得n 级级联放大器的噪声系数为
)
1(212
131
213211
11)(-⋅⋅⋅⋅⋅⋅⋅⋅⋅-+
⋅⋅⋅⋅⋅⋅+-+
-+
=n ph ph ph nn ph ph n ph n n n n G G G F G G F G F F F （3－22）
由式（3－22）可见，多级放大器（包括接收机的线性电路部分）总的噪声系数主要取
决于前面一二级，而和后面各级的噪声系数几乎没有多大关系。

这是因为G p 的乘积很大，所以后面各级的影响很小。

最主要的是由第一级放大器的噪声系数F n1和额定功率增益G ph1所决定。

F n1小，则总的噪声系数小；G ph1大，则使后级的噪声系数在总的噪声系数中所起的作用减小。

因此，在多级放大器中，最关键的是第一级，不仅要求它的噪声系数低，而且要求它的额定功率增益尽可能高。

第四章 各种不同组网模式下直放站噪声的计算
4.1、直放站噪声
系统引入直放站后，必然会引起整个系统噪声的恶化。

这种噪声的产生主要有两个方面
的原因，1、直放站不可避免的接收空间白噪声，空间白噪声经过直放站放大后致使噪声电平大大升高。

2、直放站由于自身的工作而产生的噪声。

因此在分析直放站噪声时，主要考虑这两个因素对直放站噪声的影响。

直放站噪声一般分为直放站下行噪声和直放站上行噪声。

目前直放站的引入主要通过以
下两种途径。

1、无线空间耦合
2、直接耦合
对于这直放站下行噪声，由于直接耦合方式的下行几乎不存在空间白噪声，这种方式产生的直放站下行噪声相对与无线空间耦合方式所产生的直放站下行噪声要小得多，只要我们在最恶劣的情况下能够保证达到要求，因此，我们只考虑无线空间耦合一种情况。

下面分别对这两种噪声进行分析。

4.1.1 直放站下行噪声
信号经直放站放大后引入噪声：
前向链路：p f f L G N N N -++=0'
0 其中 '
0N ：引入直放站后的直放站下行噪声 0N ：环境噪声
f N ：直放站下行噪声系数 f G ：直放站下行增益
p L ：直放站下行输出口到移动台链路损耗
我们考虑最恶劣的情况：
对GSM 信号： 取N 0＝－120dBm ，f N ＝5dB ，f G ＝90dB ，p L ＝55dB。