BOOST功率因数校正器在三种工作模式下特性的比较

BOOST功率因数校正器在三种工作模式下特性的比较
陈登锴;王君艳
【摘要】目前国内外的一些大半导体公司陆续推出各种控制方法的PFC控制IC,但对于同等输出功率等级,究竟该如何选择最合适的工作模式,却很少有文章涉及完全系统的比较研究,本文对比分析了BOOST功率因数校正器工作在电感电流断续DCM、电感电流临界CRM和电感电流连续CCM模式下的工作特性和设计方法,并通过实验验证他们各自的工作特性,从而给出一个选用原则.
【期刊名称】《现代电子技术》
【年(卷),期】2007(030)011
【总页数】4页(P103-105,111)
【关键词】BOOST;功率因数校正器;电感电流断续;电感电流临界;电感电流连续【作者】陈登锴;王君艳
【作者单位】上海交通大学,上海,200030;上海交通大学,上海,200030
【正文语种】中文
【中图分类】TP23
1 引言
目前以BOOST为主电路的PFC电路的控制方法有电感电流断续
DCM(Discontinuous Current Mode)、电感电流临界CRM(Critical Current Mode)和电感电流连续CCM(Continuous Current Mode)3种工作模式。

目前国
内外的一些大半导体公司均有这方面的成熟控制IC，但关于同等输出功率等级，
究竟该如何选择合适的工作模式的文章却很少。

本文针对其在各工作模式下的工作特性及设计方法进行详细分析和比较，这对于以后更好地研究设计和应用功率因数校正电路有着非常重要的意义。

文中从理论上详细分析了功率因数校正器在DCM，CRM和CCM情况下的不同工作特性及设计方法，并通过实验验证他们各自的工
作特性,并给出一个选用原则。

2 功率因数校正器的基本工作原理
如图1所示,典型的开关电源桥式整流之后都需要接电容滤波,其目的是将整流之后的脉动直流电压变换成纹波尽可能小的直流电压,但由此将使输入端的电网电流严
重畸变,而且滤波电容越大,输入电流的脉冲宽度越窄,峰值越高,有效值越大,上升和
下降的越快。

这些陡的电流会引起射频干扰(RFI)问题,更严重的是,他的有效值比所需的负载输出功率值要大,这不仅会造成输入电网设备损耗加大，温升过高,还会使
滤波电容的温升提高并降低其可靠性。

功率因数校正的目的就是要消除这些窄而陡的电网电流脉冲。

图1 典型的开关电源桥式整流
3 三种工作模式的特性比较
在所有基本拓扑电路中,以BOOST拓扑最适合做功率因数校正电路。

BOOST 功率因数校正器可以工作在3种模式下，即DCM，CRM和CCM。

3.1 损耗分析比较
他们的电感电流波形如图2所示。

由图2和图3可以看出，他们最主要的差别是电流的幅值，从而影响了功率损耗
和纹波大小。

CRM，DCM模式尖峰电流及纹波电流是CCM模式的2倍及2倍以上，这将引起开关管更大的的开关损耗和导通损耗，同时也加大了磁芯的交流损耗，另外一方面，也加大了PFC升压二极管的导通损耗，但由于是电流不连续模式，
不存在二极管的反向恢复问题，从而可以选择一般性的快恢复二极管就可以了；然而在CCM模式下，PFC升压二极管的导通损耗虽然小了，但是由于电感电流连续，必须选用超快恢复二极管或SiC二极管，价格昂贵，否则由于二极管在正电压转
向负电压时需要反向恢复时间，将存在很大的反向恢复损耗，降低了PFC校正电
路的整体效率。

图2 3种工作模式的电感电流波形
图3 3种工作模式的尖峰电流和平均电流
3种工作模式下损耗分析比较表见表1[1,4,5]。

表1 3种工作模式下损耗比较模式比较类别 DCM&CRMCCM电感电流峰值ILPeak2·2·PinVacmin2·PinVacmin+0.1·2·PinVacmin电感电流谷值
ILValley02·PinVacmin-0.1·2·PinVacmin开关管有效值Iqrms2·2PinVacmin·16-4·2·Vacmin9·πVoutPinVacmin·1-82·Vacmin3·π·Vout开关管损耗PqrmsIqrms 2·RdsonIqrms 2·Rdson
表1中,Vacmin为最小输入电压,Pin为输入功率,Vout为输出电压,Rdson为开关
管的导通电阻。

3.2 电感设计考虑(按最坏情况计算)
(1) CCM情况
其中LCCM为CCM工作情况下的电感值,Ts是开关周期,D是最大占空比，Δi为
电感纹波电流。

(2) CRM情况
临界模式下的电感设计不同于连续模式,因为他是在电感电流为零时打开主开关管
的,所以他的开关时间取决于输入电压和电感值,而电感值将确定变换器的频率变化范围。

电感电流峰值为:
由V=L*di/dt得:
其中ton为开关管导通时间。

由电感电流峰值等于Δi得:
同样的,在关断时间里,也有:
其中toff为开关管关断时间。

由电感电流峰值等于Δi得:
其中ω为电网电压波形角频率。

因此,由得:
因此从上式可以看出,即使在给定的输入电压和负载条件下,开关频率也将随着输入线电压的瞬间变化而发生变化,设计上可以按最小开关频率来计算,让此时的电感量满足预期的输出目标,而最小频率又发生在线电压的波峰,即此时的sin(ωt)=1,所以得到计算电感量的计算公式为:
(3) DCM情况
只要设计电感值低于以下电感值,电路就进入DCM工作。

3.3 电磁兼容分析
对于CCM情况,电感纹波电流小，另外由于转换器工作在固定开关频率下,总的谐
波失真小,输入滤波器设计容易,同时由于di/dt小,电磁干扰小;而对于DCM和CRM情况,电感纹波电流较CCM情况要大很多，di/dt大,电磁干扰大。

另外对于CRM情况，转换器工作在可变开关频率下,总的谐波失真大,输入滤波器不容易设计。

3.4 环路控制
对于CCM情况，环路控制采用平均电流模式控制，设计比较复杂，所需组件数量多，控制IC成本高；对于DCM和CRM情况，环路控制采用峰值电流模式控制，设计比较简单，所需组件数量少，控制IC成本低廉；DCM情况具有输入电流自
动跟随输入电压的特性,不需要环路补偿等特点。

4 实验验证
本文试制了一款PFC预调整器，分别让其工作在3种工作模式下，通过调试和对
比发现:
(1) 在输出功率小于150 W时,用DCM或CRM比CCM效率高,在轻载和空载时
用DCM比CRM效率高；而在150～250 W,则CRM效率比DCM和CCM效率要高,因为调整器工作在临界开关模式,具有零电流开关(ZCS)检测功能,可以大大提
高调整器的效率；而大于250 W的情况,则用CCM比DCM和CRM效率要高,因为在连续模式情况下,纹波电流要小很多,从而减小了磁芯损耗和开关管损耗。

图4
为DCM，CRM和CCM的效率对比,如果考虑EMI滤波器损耗,则曲线交叉点将往左移,对于CRM和CCM情况，交点大约在250 W左右，对于DCM和CRM情况，交点大约在150 W左右。

图4 三种模式效率对比
上图中绿线为DCM情况，黑线为CCM情况，蓝线为CRM情况。

(2) 在CCM情况，由于电感量比较高，纹波电流和有效值电流较低，磁芯和铜线
损耗小，温升低，能够传输更大的功率；对于DCM和CRM，电感量小，纹波电
流和有效值电流大，磁芯和铜线损耗大，温升高，需要用多股线或双绞线绕制，只能够传输较小的功率。

(3) 从图5可知，对于CCM情况，总的谐波失真较小，输入EMI滤波器设计容易，电磁干扰较小。

而对于DCM和CRM情况,总的谐波失真大，输入EMI滤波器不
容易设计，电磁干扰较大。

图5 总的谐波失真比较
图5中蓝线为DCM和CRM情况，绿线为CCM情况
(4) 对于CCM情况，环路补偿和调试比较复杂，而对于DCM和CRM情况,环路
补偿和调试比较简单。

5 结语
通过以上的分析对比以及实验验证，基本上可以得出以下选用原则：
(1) 在输出功率小于150 W时,用DCM或CRM比较合适,而在轻载和空载时用DCM更合适；
(2) 在输出功率为150～250 W之间时,用CRM比较合适；
(3) 在输出功率大于250 W时,用CCM最合适。

参考文献
[1] James P Noon.Designing High-Power Factor off Line Power Supplies,Unitrode Power Supply Design Seminar Manual SEM1500,2003. [2] 毛鸿,沈琦,吴兆麟.功率因数校正器的控制策略综述[A].全国自关断器件应用技术年会论文集[C].1999.
[3] 周仕祥,刘伯恕.Boost功率因数校正器的效率和空载损耗研究[J].电力电子技
术,2003,37(3):24-25.
[4] Erickson R W,Maksimovic D.Fundamentals of Power Electronics [M].2nd Edition.Kluwer,2001.
[5] Chen D S,Lai J S.Design Consideration for Power Factor Correction Boost Operating at the Boundary of Continuous Conduction Mode and Discontinuous Conduction Mode,IEEE APEC,1993:267-273.。