多电平双向升降压DCDC变换器

变化时，储能电感 L 左端电压的平均值可以从 0 到 UIN 变化。
开关臂 3 与开关臂 4 采用开关状态 2)与开关状 态 3)等时长交替控制。那么端口 U2 上的输出电压 UOUT 等于储能电感 L 右端电压 ULR 的 2 倍。由于储 能电感 L 左右两端的平均电压可以近似认为相等， 那么 UOUT可以从 0 到 2UIN变化。根据式(4)可得 UOUT 与 UIN 的关系为：
t2、t3、t4，那么在T = t1 + t2 + t3 + t4 的时间内，储
能电感 L 左端电压的平均值为：
U LL
=
t1
×UIN
+ t2
×
1 2
U
IN
+ t3
×
1 2
U
IN
t1 + t2 + t3 + t4
+ t4
×0
=
t1
+
1 2
(t2
T
+
t3
)
U
IN
。
(3)
式(3)中包含四个控制变量，比较复杂，不易设
U OUT = 2U LR ≈ 2U LL = 2DU IN 。
(5)
控制周期 T=50μs
开关臂1
开关臂2
M4 M3 M2 M4 M3 M2 M4
图 3 开关臂 1 与开关臂 2 的 PWM 控制策略
开关臂 3 与开关臂 4 的控制可以与开关臂 1 和 开关臂 2 相独立，为了简化控制策略，开关臂 3 与 开关臂 4 也采用 PWM 控制方式，只不过这些 PWM 信号的占空比为恒定的 50%，采用与开关臂 1 和开 关臂 2 相同的频率，开关臂 3 与开关臂 1 同相位， 开关臂 4 比开关臂 3 超前π相位。
2 新型多电平双向 Buck/Boost 变换器拓扑 结构及其工作原理
本文所提出的变换器的拓扑结构基于通用型 多电平变换器拓扑。通用型多电平变换器由基本单 元组成[6]，可以很方便的实现各种电平的拓扑结 构。如图 1 所示，所有开关管按照一定的规则开关 工作，即可得到所需的输出电压，同时能够自动平 衡变换器中各个箝位电容两端的电压，所要遵照的 开关规则如下：
则可知，开关臂 1K与开关臂 2 的开关状态可有四种： 1)开关向量 S =(1，1)，即：S11、S13、S21 导通，
S12、S14、S22 关断。此时，储能电感 L 左端的电压
U LL = U IN 。 并 且 箝 位 电 容 C11 与 C21 并 联 ，
UC11 = UC21 。 K
2)开关向量 S =(1，0)，即：S11、S13、S22 导通，
一个电压 Vb，这个电压满足向蓄电池组充电的功
能。
文章[5]提出了一种通用多电平双向 DC-DC 变
换器，其主电路拓扑结构如图 1 所示。整个电路共
包含 12 个双向开关管，有效开关模式共有 8 种。但
是变换器工作时只用到以下三种开关模式：①S1P、
S2N、S3N、S4N、S5N、S6N 导通，其它开关管关
πD 相位。举例说明，开关臂 1 与开关臂 2 的控制
信号都是频率 f = 20kHz ，占空比 D = 25% 的
PWM 信号，其波形如图 3 所示，图中的 M2、M3
和 M4 分别对应了上述 4 种开关状态中的状态 2)、
状态 3)和状态 4)。
在这种情况下，式(3)中的四个控制变量就有了
相应的取值：
文 章 [2] 介 绍 了 一 种 电 容 箝 位 的 双 向 三 电 平 DC-DC 变换器。它由基本 Buck 变换器经过两步演 化得到：第一步，基本 Buck 变换器中的开关管要 采用带有反并联二极管的双向开关管，并且将续流 二极管也换成双向开关管，即得到两电平双向 Buck-Boost 变换器；第二步，将三电平结构引入上 述两电平双向 Buck-Boost 变换器，即得到三电平双 向 Buck-Boost 变换器。文章[3]提出了一种双向 Buck/Boost 变换器的软开关拓扑结构。该电路拓扑 不仅实现了能量的双向 Buck/Boost 变换，而且在
1)每一个开关臂对于其它开关臂而言都是独立 开关工作的；
2)每个开关臂上任意相邻两个开关管的开关状 态在任意时刻都是相反的；
3)由规则 2)可以推出，在某一固定时刻 t，若已 知某一开关管的开关状态，那么这个开关管所在的 开关臂中的所有开关管的开关状态在 t 时刻都是唯 一确定的。
通用型多电平变换器虽然能够使能量双向流 动，但是它在一个方向上只能是降压变换，而同时 在另一方向上只能是升压变换，并不能在两个方向 上都实现 Buck/Boost。为了实现这一功能，将两个 相同的通用型多电平变换器按照“背靠背”的形式 连接起来，见图 2，从而实现从端口 U1 到端口 U2 的 Buck/Boost 变换，或者从端口 U2 到端口 U1 的 Buck/Boost 变换。其中的电感 L 用于 PWM 控制策 略的实现。
图 2 三电平双向 Buck/Boost 变换器主电路拓扑结构
3 三电平双向 Buck/Boost 变换器控制策略
如图 2 所示，在端口 U1 加一个输入电压 UIN， 通过适当的控制策略，端口 U2 处的输出电压可以 为从 0 到 2UIN 之间的任意值。具体控制策略如下：
由前文所述的通用型多电平变换器的开关规
于右端 36V 的蓄电池电压的 1/3。这样，从变换器
的左端看来，右端的 36V 蓄电池或 42V 负载即等效
为 12V 蓄电池或 14V 负载；同样地，从变换器的右
端看来，左端的 12V 蓄电池或 14V 负载即等效为
36V 蓄电池或 42V 负载。两个端口的电压关系只能
为整数倍，而无法实现连续变化的比例。
能 满 足 U C11 = U C12 = U C21 。 又 因 为
UC11 + UC12 = U IN ，因此能够保证：
U C11
= U C12
= UC21
=
1 2 U IN
(1)
这样，在状态 2)和状态 3)中，
U LL
= U C12
=
1 2
U
IN
(2) 综上所述，只要上述四种开关状态按照持续时 间长短不同进行组合，就能在储能电感 L 的左端得 到各种不同的平均电压。同时，只要两组开关状态 交替工作，就能实现箝位电容电压的自动平衡。 假设上述四种开关状态持续的时间分别为 t1、
Buck 变换和 Boost 变换中均实现了软开关控制。文 章[4]给出了一种二极管箝位的三电平双向 DC-DC 变换器。通过这个变换器，当能量从蓄电池侧流向 直流母线时，可以在直流母线侧得到电压 VB，这个 电压可低于也可高于蓄电池组电压。当能量从直流 母线侧流向蓄电池组侧时，无论母线上的电压 VB 是否高于蓄电池组的电压，都可以在蓄电池侧得到
(1)变换器的两个端口中的任何一个都可以作 为输入端口，同时另一个端口作为输出端口；
(2)输入电压变化范围： 20V ≤U IN ≤100V ；
(3)以两个端口中的任何一个作为输入端口
时，输出电压变化范围： 0 ≤UOUT ≤ 2U IN ；
图 4 实验样机
系统采用闭环控制，输出电压跟踪给定的期望 输出电压。图 5 所示为通过 AD 采样得到的闭环控 制实验结果，其中，U_PORT1_SAM 是表示输入电 压的曲线，U_PORT2_SAM 是表示输出电压的曲 线。两条曲线中，纵坐标的一个数字量代表 7mV 的电压值。给定的期望输出电压为 70V。当输入电 压变化时，系统自动控制变换器工作在降压或者升 压状态。输出电压波动的幅度在±2V 以内。
H V3
S4P

S1P
V14
I14
L
S1N
14V 负载
1Vdc 12V蓄电池
S2P
S2N 1Vdc
S3P
S3N
S4N 1Vdc
S5P
S5N 1Vdc
S6P
V2
1Vdc 42V启动 发电机
V1
1Vdc
3Vdc
36V 蓄电池
42V 负载
S6N
G
G
图 1 四电平双向 DC-DC 变换器主电路拓扑
本文在上述研究的基础上提出了一种新型的
由于电路拓扑结构的对称性，在端口 U2 加一 个输入电压 UIN，在端口 U1 处的输出电压同样可以 为从 0 到 2UIN 之间的任意值。所使用的控制控制策 略与上述完全相同，只不过将施加在开关臂 1、2、 3、4 上的控制信号更换为施加到开关臂 4、3、2、1 上。
4 实验结果
利用 IGBT 作为主开关制作一台 500W 实验样 机对控制策略进行验证，见图 4。控制核心采用飞 思卡尔公司的 DSP 56F805。该实验样机所要实现的 功能及所要达到的技术指标如下：
计有效的控制策略。考虑到每一个开关臂对于其它
开关臂而言都是独立开关工作的，可以对开关臂 1
与开关臂 2 分别进行控制，因此可以利用 PWM 控
制方法。
令开关臂 1 与开关臂 2 的控制信号为频率 f 相
同、占空比 D 也相同的 PWM 信号。所不同的是，
开关臂 2 的控制信号比开关臂 1 的控制信号超前 2
UC12 = UC21 。 K
4)开关向量 S =(0，0)，即：S12、S14、S22 导通，
S11、S13、S21 关断。此时，储能电感 L 左端的电压
U LL = U GND = 0 。并且箝位电容 C12 与 C21 并联，
UC12 = UC21 。
在上述四种开关状态中，将 1)和 2)分为一组， 3)和 4)分为一组，只要两组开关状态交替工作，就
断；②S1N、S2P、S3P、S4N、S5N、S6N 导通，其
它开关管关断；③S1P、S2N、S3N、S4P、S5P、S6P
导通，其它开关管关断。变换器正常工作时，上述
3 种开关模式循环一遍即为一个控制周期，如此循
环往复控制。达到稳态时，所有箝位电容两端的电
压都相等，并且等于左端 12V 的蓄电池电压，并等
t1 = 0 ， t2 = 12.5μs ， t3 = 12.5μs ，
t4 = 25μs ，
那么，
ULL
=
t1
+
1(
2
t2
T
+t3
)
UIN
=
0+
1(12.5+12.5)
2 50
UIN
= 14UIN = DUIN 。
(4)
将上述特例推广，采用本文所提出的 PWM 控 制策略，当 PWM 控制信号的占空比从 0 到 100%
多电平双向升/降压 DC-DC 变换器
冬 雷 1, 2 刘 震 1 廖晓钟 1, 2
（1. 北京理工大学信息科学技术学院 北京 100081
2. 北京理工大学复杂系统智能控制与决策教育部重点实验室 北京 100081）
摘要：本文提出了一种多电平双向 Buck/Boost 变换器的主电 路拓扑结构及其相应的控制策略。该多电平双向 DC-DC 变 换器拓扑结构能够将低压开关管应用在高压场合；在两个方 向上都能实现 Buck/Boost 工作模式，并且升压或降压的比例 可以在较大范围内连续变化；变换器由诸多基本单位构成， 理论上可以推广至任意电平，而且模块化的结构易于更换。 实验结果证明了该变换器的有效性。
S12、S14、S21 关断。此时，储能电感 L 左端的电压
U LL = UC12 。并且箝位 电容 C11 与 C21 并联，
UC11 = UC21 。 K
3)开关向量 S =(0，1)，即：S12、S14、S21 导通，
S11、S13、S22 关断。此时，储能电感 L 左端的电压
U LL = UC12 。并且箝位电容 C12 与 C21 并联，
多电平双向 Buck/Boost 变换器，使双向 DC-DC 变 换器可以应用在某些电压较高的场合，能够选用耐 压值较低的电力电子器件控制能量的双向流动，并 可以实现双向的升压或者降压控制。本文还对该变 换器的控制策略进行了分析，将 PWM 和电压平衡 两种控制策略融入了一个控制器中，并进行了实验 验证。
关键词：多电平，双向升/降压变换器，DC-DC 变换器
1 引言
双向 DC-DC 变换器诞生于 20 世纪 80 年代初， 当时为了减轻人造卫星太阳能电源系统的体积和重 量，美国学者提出用 Buck/Boost 型双向直流变换器 代替蓄电池和放电器，实现汇流条电压的稳定[1]。 在双向 DC-DC 变换器发展的初期，航天电源和电 动车辆的需求是其发展的牵引力，它们对变换器的 电压等级和容量等级的要求相对比较低。随着电力 电子技术的不断发展，双向 DC-DC 变换器逐渐应 用到越来越多的场合，例如：大载重量的混合动力 汽车、电化学法进行污水处理、用于输配电系统的 超导储能技术等。在这些新兴的应用中，人们希望 变换器能够处理越来越高的电压等级和容量等级。 近些年来，电力电子器件的单管容量、开关频率已 经有了很大提高，但仍然不能满足人们对高压、大 功率的要求。在这样的背景下，传统的双向 DC-DC 变换器已经无法完全满足需求。
根据式4可得uoutlllroutdu开关臂1开关臂2控制周期t50sm2m2m3m3m4m4m4开关臂1与开关臂2的pwm控制策略开关臂3与开关臂4的控制可以与开关臂1开关臂2相独立为了简化控制策略开关臂3开关臂4也采用pwm控制方式只不过这些pwm信号的占空比为恒定的50采用与开关臂1相同的频率开关臂3与开关臂1同相位开关臂4比开关臂3超前相位