级联H桥逆变器漏电流分析与抑制

级联H桥逆变器漏电流分析与抑制
王付胜;于世能
【摘要】Aimed at the leakage current issue of the transformerless cascaded H-bridge inverter, this paper first establishes the equivalent common-mode circuit of the inverter with the parasitic capacitance, and analyzes the characteristics of leakage current in the symmetrical and asymmetrical inductance circuit respectively. The analysis shows that the leakage current can be eliminated through optimizing the modulation methods in the symmetrical circuit, but in the asymmetrical circuit the leakage current issue cannot be solved through modulation strategies. For this reason a new modulation strategy for the symmetrical circuit based on the multicarrier pulse width modulation is proposed which can eliminate the leakage current effectively with simple implementation. Finally, the validity and effectiveness of the proposed method is verified by the simulation and experiment.%针对非隔离型级联H桥逆变器的漏电流问题,首先建立带有寄生电容参数的逆变器共模等效模型,分别分析单电感电路与对称电感电路中漏电流的特点及其影响因素,指出在对称电感电路中通过优化调制策略可以有效抑制系统漏电流,而在单电感电路中调制手段无法解决漏电流问题.为此针对对称电感电路提出一种改进型载波层叠多电平调制策略,能够有效地抑制系统漏电流,而且实现简单、运算量小.最后仿真与实验结果验证了该方法的有效性与正确性.【期刊名称】《电工技术学报》
【年(卷),期】2017(032)0z2
【总页数】8页(P103-110)
【关键词】非隔离型光伏系统;级联型H桥逆变器;漏电流;调制策略;载波层叠调制【作者】王付胜;于世能
【作者单位】合肥工业大学电气与自动化工程学院合肥 230009;合肥工业大学电
气与自动化工程学院合肥 230009
【正文语种】中文
【中图分类】TM464
太阳能作为一种清洁可再生能源，被认为是未来世界电力的主要来源，但由于光伏发电成本较高，太阳能占世界能源比例仍然较小。

因此如何降低光伏系统发电成本，提高发电效率，成为了光伏普及的重要问题。

为此有学者提出将级联H桥（Cascaded H-Bridge, CHB）逆变器应用于光伏发电[1-3]。

级联H逆变器中每
个模块直流侧可由光伏电池独立供电，使子模块独立最大功率点跟踪（Maximum Power Point Tracking, MPPT）控制成为可能，在光伏组件失配情况下能够提高
发电量。

子模块工作于低开关频率，能够减小开关损耗，通过级联可合成高质量的多电平输出电压。

同时子模块使用低电压等级的开关管，相比于集中式逆变器，能够减少逆变器成本。

目前，已有公司推出了户用型级联H桥微型逆变器[4]，而且省去了隔离变压器，这进一步提高了逆变器效率，减小逆变器体积、重量和成本。

然而，省去变压器使电网和光伏阵列之间存在直接的电气连接。

由于光伏阵列和地之间存在寄生电容，在没有抑制措施情况下会产生漏电流[5,6]，不仅带来传导和辐射干扰，增加电网
电流谐波含量和系统损耗，而且会危及相关设备及人身安全。

因此，漏电流的抑制尤为重要。

目前漏电流的抑制主要有三种途径，分别是改进逆变器拓扑结构[7-13]、采用共模滤波器[14]及优化调制策略[15,16]。

现在已有一系列的改进型全桥逆变器拓扑能
够抑制漏电流，如H6、H5等。

但这些拓扑都是在全桥结构中增加额外的直流或
交流旁路电路，直接应用于级联结构中，必然会增加逆变器的复杂度及成本，并降低效率。

文献[14]提出了两种在每个模块的直流侧和交流侧添加共模滤波器的方案，并精心设计滤波器参数。

这种方法虽然能够有效抑制漏电流，但随着级联模块的增加，无疑会增加逆变器的体积、重量和成本，同时降低逆变器效率。

总之，改变硬件电路来抑制漏电流，会大大增加成本、降低逆变器效率。

相比之下，通过优化调制策略抑制漏电流将更加经济和简单。

文献[16]提出了一种混合调制策略，该方法通过减小在开关切换过程中共模电压的幅值，以减小单个模块的漏电流。

但该方法并不能完全抑制系统漏电流，且实现方式复杂。

针对上述问题，本文首先建立级联多电平逆变器的共模等效模型，分析单电感与对称电感电路中漏电流的特点及其影响因素，并总结出抑制漏电流的一般方法。

接着提出一种针对对称电感电路的改进型载波层叠多电平调制策略。

最后，仿真与实验结果验证了该调制策略的有效性和正确性。

图1为单相级联H桥光伏并网逆变器拓扑结构原理图。

其中，CPij为光伏板对地
寄生电容，i, j = 1,2；L1、L2为滤波电感；Vdc为直流侧电容电压；eg为电网电压；ilg为流经电网的系统漏电流。

图1所示逆变器由两个H桥模块组成，其交流侧依次串联，总输出经由两个滤波电感与电网连接。

每个模块都由光伏电池板单独供电，因而各模块都存在对地寄生电容，并与逆变器、电网及地构成漏电流回路。

ilg对系统危害较大，VDE—0126—1—1标准对其有严格限制，因此本文主要分
析系统漏电流及其抑制。

根据图1所示结构，假设ni(i=1, 2) 为第i个模块的电压参考点，桥臂中点ai、bi 为电压输出端口。

定义第 i个模块的共模电压 vcmi和差模电压 vdmi分别为
由式（1）和式（2）得到桥臂输出电压vani、vbni分别为
由式（3）和式（4），可以得到CHB结构的简化模型如图2所示。

图2中，CPVi为每个光伏电池板等效寄生电容，CPVi=2CPi，Ai在实际电路中并不存在，这里仅为分析方便。

通常逆变器交流输出经过单电感或对称电感滤波后与电网连接，但这两种结构的漏电流特性并不相同，为此分别进行分析。

1.1 单电感电路分析
假设L1 ≠0， L2=0，由图2可得各模块寄生电容电压 v n io为
假设CPV=CPV1=CPV2，则流经电网的漏电流为
式中，vnto为两模块寄生电容电压之和，其表达式为
式中， vc m = v c m1 + v cm2。

由式（7）可以看出，若总寄生电容电压vnto不为恒值，必然有系统漏电流产生。

而由式（8）可知，与传统全桥逆变器[6]类似，在不对称电感电路中CHB逆变器
总寄生电容电压除了与总共模电压有关，还与两模块差模电压有关。

但不同的是，式（8）中差模电压项的系数不同，且两模块对 vnto的影响不同。

显然，差模电
压的影响将增加CHB逆变器漏电流抑制难度。

1.2 对称电感电路
假设≠0，对图2简化模型应用基尔霍夫定律可得
为了简化分析，设ZPV=ZPV1=ZPV2，ZL=ZL1=ZL2。

式（9）中ZL=sL1=sL2；ZPV=1/(sCPV1)=1/(sCPV2)；其中ZPVi、ZLi分别为电容CPVi、电感Li的等效电抗；i1为模块间的电流；vAio为Ai对o点电压。

由式（9）可得各模块寄生电容电压为
vHi、vLi的表达式分别为
式中， vd m = v d m1 + v dm2。

通常，光伏电池板对地寄生电容的容值较小（100nF/kW[17]），可认为ZPV≫ZL，
对式（10）简化得
则总寄生电容电压为
与式（8）相比，式（14）中总寄生电容电压还含有电网电压分量，但考虑到电网电压主要含有基波及低频谐波分量，其对系统漏电流的影响可以忽略。

同时式（14）中差模电压项的系数互为相反数，如果两者能够相互抵消，这显然更有利
于消除差模电压变化对总寄生电容电压的影响。

1.3 漏电流分析
差模电压与共模电压中含有大量高频谐波，如果不消除其对总寄生电容电压的影响，必然会引起较大的漏电流。

差模电压与共模电压主要由各模块开关状态决定。

为便于分析，将各模块开关状态由开关函数Skj表示，并定义Skj如下
假设每个模块直流侧电压为Vdc，则第i个模块桥臂输出电压可以表示为
结合式（1）、式（2）、式（8）、式（14）、式（16）和式（17），忽略电网
电压影响，可得对称电感电路总寄生电容电压为
非对称电感电路总寄生电容电压为
对于两模块级联，总共有16种开关状态组合。

结合式（18）、式（19），级联
H桥逆变器开关状态见表1。

由表1可知，单电感电路中，如果逆变器输出5种不同电平，由于每种电平对应
的总寄生电容电压不完全相同，因此必然有系统漏电流产生。

而在对称电感电路中，存在一组开关状态（见表1中粗体所示），使逆变器既能输出五电平，又具有相
同的总寄生电容电压。

因而通过优化调制策略，使逆变器一直工作于这组开关状态下，可以消除对称电感电路下的漏电流。

而采用传统的载波移相调制或载波层叠调制[18]，逆变器并未完全工作于这组开关状态下，当逆变器输出不同电平时，总寄生电容电压存在高频脉动，并引起较大的系统漏电流。

载波层叠 PWM（Phase Disposition PWM，PDPWM）由于实现方式简单、物
理意义清晰以及控制自由度高等优点受到了越来越多的关注[18]。

然而第 1节分析表明传统 PDPWM漏电流抑制能力较差。

为此，本文针对对称电感电路，提出了一种改进型载波层叠PWM（Modified Phase Disposition PWM，MPDPWM）策略，该调制方法能够使总寄生电容电压始终保持恒定，并能有效抑制系统漏电流。

而且该调制策略仅使用两个载波与调制波进行比较产生 PWM信号，实现方式简单、运算量小。

该调制策略的工作原理如图3所示。

图3中Vc1、Vc2为两个同相层叠三角载波，且1≥Vc2≥0.5≥Vc1≥0。

假设 Vref 为原始调制波，为使调制波与两载波进行比较，在原始调制波正半周，保持原始调制波不变；而在负半周，将原始调制波加1得到修正后的调制波 Vr。

将调制波 Vr 与载波 Vc1和Vc2比较即可得到各桥臂的开关函数。

在原始调制波正半周期，Sa1=1, Sb2=0，而在原始调制波的负半周有 Sa1=0,
Sb2=1；Sb1与Sa2由调制波Vr分别与两个载波比较得到，而比较方式有两种。

方式 1：Sb1由调制波 Vr与载波Vc1比较得到，当 Vr＞Vc1时，Sb1=0，否则Sb1=1；Sa2由调制波 Vr与载波 Vc2比较得到，当 Vr＞Vc2时，Sa2=1，否则Sa2=0。

方式 2：Sb1由调制波 Vr与载波Vc2比较得到，当 Vr＞Vc2时，Sb1=0，否则Sb1=1；Sa2由调制波 Vr与载波 Vc1比较得到，当 Vr＞Vc1时，Sa2=1，否则Sa2=0。

图3为第一种比较方式下的MPDPWM工作原理图。

图3中Sa1、Sb1及Sa2、Sb2为调制波与载波比较得到的四路开关信号。

vo为逆变器输出电压，可以看出，vo为五电平 PWM波，符合多电平输出的要求。

图3中逆变器输出电压在正负半周不完全对称，这是由于原始调制波在负半周内位移造成的，如果载波频率足够高，波形不对称对输出电压质量影响可以忽略。

另外，采用两个反相载波也能使逆变器正常工作。

由图3可得到在第一种比较方式下所有的开关状态，见表 2。

同理也可得到在第二种比较方式下的所有开关状态。

由表2可知，两种比较方式下都产生6种开关状态，并能输出5种电平，其中0电平有两种开关状态，且两种0状态分别在正负半周内使用。

两种比较方式主要的差异是状态2和状态5的开关状态不同，但其输出电压相同，而且所有开关状态下 vnto相同。

因而两种比较方式相互等效，都能有效地抑制系统漏电流。

为了证明本文提出方案的有效性，在 Matlab/Simulink环境下进行仿真研究，并与PDPWM进行对比。

仿真参数如下：每个模块直流母线电压为80V，电网电压为110V，开关频率为4kHz，对称滤波电感为1mH，寄生电容为100nF，接地电阻为10Ω[16]。

图4为采用MPDPWM时的仿真结果，分别为逆变器总输出电压vo、各模块输出电压vi（i=1, 2）及并网电流is波形。

图4a中逆变器总输出电压为五电平，对应的图4d中电网电流为正弦波，可见该调制策略能够实现多电平SPWM输出。

图4b、图4c中两模块的输出电压都为三电平，且二者输出波形关于正负半周相互对称，因而基波周期内两模块的输出功率及开关损耗相同。

图 5、图 6为分别采用PDPWM及 MPDPWM时，模块寄生电容电压、总寄生电容电压与系统漏电流的波形。

由图 5a～图 5c可知，采用 PDPWM时，模块寄生电容电压含有大量高频谐波，而且总寄生电容电压也含有大量高频谐波，这导致图5d中系统漏电流 ilg有效值达到384mA，已无法满足并网标准。

而由图 6a、图6b可知，采用 MPDPWM时，模块寄生电容电压虽含有大量高频脉动，但图6c 中总寄生电容电压仅含有电网电压分量，并有-80V的直流电压偏置，而不含高频谐波分量，同时图6d中系统漏电流 ilg被完全抑制，其有效值仅为12mA，完全满足并网标准。

可见MPDPWM对系统漏电流有较好的抑制效果。

为了验证本文提出方案的可行性和有效性，搭建了系统实验平台，如图7所示。

系统平台分为两层控制，主控采用TI公司的TMS320F28335芯片，从控采用
PIC33EV单片机，主控与从控之间通过CAN进行通信。

系统主要参数如下：两个级联单元直流输入电压均为35V，直流侧电容18.8mF，主电路滤波电感
L1=L2=1.5mH，开关频率 4kHz，交流侧电压 70V。

为方便实验测试，使用隔离直流稳压源模拟太阳电池板，在各模块负母线处连接100nF的金属薄膜电容模拟
寄生电容，并用10Ω的电阻模拟接地电阻[16]。

图8 与图9为分别采用PDPWM与MPDPWM时的实验结果。

由图 8a与图9a
可以看出，两种调制策略下，逆变器输出电压相同，而且负载电流波形一致，这说明MPDPWM的电压输出质量与PDPWM相当。

图 8b中漏电流有效值达到了156mA，而图9b中漏电流有效值仅为20mA，可见MPDPWM对系统漏电流的具有较强的抑制作用。

与图8b相比，图9b中单模块漏电流尖峰较多，这是由于寄生电容电压含有较大
的脉动，如图 6a所示，但其有效值仍低于 PDPWM。

总之，采用MPDPWM 能
够有效抑制漏电流，同时实验波形与理论分析及仿真结果相符，表明了本文漏电流分析的正确性及MPDPWM的有效性。

本文针对非隔离型级联H桥逆变器的漏电流问题，进行了理论分析和实验研究，
得出以下结论：
1）级联 H桥逆变器的系统漏电流同时受各模块共模电压及差模电压影响。

2）在对称电感电路中通过优化调制策略可以抑制系统漏电流，但在单电感电路无法通过调制手段抑制漏电流。

3）针对对称电感电路提出一种改进型载波层叠多电平调制策略，能够保持总寄生电容电压恒定，从而使系统漏电流得到有效抑制。

该调制策略实现简单、运算量小，具有一定工程应用价值。

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