一种基于PWM的电压输出DAC电路设计
PWM + R2R DAC,性能惊人!
PWM + R2R DAC，性能惊人！将PWM 和小型R-2R 梯形DAC 相结合可同时提高双方的性能，它能显着减小PWM 纹波，还能提高数模转换器（DAC）的分辨率。
本设计实例利用一个八电阻阵列和三个引脚，将底部的2R 从连接到地改为连接到PWM 输出，对R-2R 梯形DAC 进行了重构（图1）。
图1：混合式PWM/R-2R DAC。
在梯形结构中，VCC 分为8 段，每一级（0% PWM）到相邻更高级（100% PWM）的空隙由PWM 填充。
这种方法可以将纹波减小到1/8，同时分辨率也会增加额外3 个高阶比特。
或者你也可以从原始PWM 占空比值的顶部拿走这3 个比特，然后将其时钟速率乘以8。
这样仍能实现8:1 的纹波减小，但时钟速率的增加会将PWM 噪声进一步压到滤波器的底部，得到更大的衰减。
仿真我对这种混合方法进行了仿真。
图2：比较/仿真电路。
要与传统的简单低通滤波器（图2）进行比较，你应记得R-2R 梯形结构的输出电阻是R，因为我建议将阵列中的两个电阻并联起来形成R（单个电阻是2R），一个10kΩ的阵列产生5kΩ的输出电阻。
这就是我在传统方法中使用的电路，其中的1µF电容是相同的。
我将PWM 设为50%的占空比，因为这时会产生最差的纹波。
仿真结果（图3）显示传统方法有约4mV 的波纹，而第一种方法（在原8 比特基础上增加3 个新的比特）生成的纹波是493µV，相当于传统方法的1/8。
第二种方法（将PWM 时钟提高8 倍，总比特数仍然是8）产生的纹波仅61µV，大约是原始纹波的1/65。
图3：仿真结果。
图4a（PWM+低通）和图4b（11 位混合）是将电压从0V 缓慢地一步步调到5V 的复杂仿真结果。
滤波器中的电容特意选用了很小的值，以便我们能看清这种情况下的纹波。
在正常的R-2R 梯形中增加一个阶梯状图形（图4b 中的红色），以便显示PWM 是如何从一级移动到下一级，甚至越过R-2R 梯形顶部直到5V。
可编程脉冲发生器实现PWM和DAC功能
可编程脉冲发生器实现PWM和DAC功能在要求脉宽调制(PWM)输出功能或需要产生模拟电压来控制外部器件，而微控制器本身内部不具备这些功能时，有几种方法可以用来产生脉宽调制输出，最简单的方法是从微控制器专用PWM定时器中产生。
然而，并不是所有的微控制器都具有PWM定时器。
另一种方法是用片上16位可编程脉冲发生器(PPG)的定时器来实现该功能，内置16位PPG定时器的微控制器可以配置成PWM模式来产生周期不变、具有各种脉冲宽度的波形，并与一个专用的外部或软件触发器保持同步。
PWM的一些典型应用如控制汽车尾灯或仪表盘亮度的调光器、小型直流风扇的电机速度控制器、小型加热器控制器，甚至是数模转换器(DAC)，在这些DAC上增加一些简单的外部电路，就可以在精度要求不太高的应用中用来控制外部器件。
为一个仪表盘灯光调节器，MB90F428G是一个具有PPG功能的微控制器。
将微控制器的16位PPG定时器配置为连续PWM模式来获得脉宽调制输出，以用于汽车仪表盘灯光亮度控制。
产生的PWM与内部软件触发器同步，或与一个外部触发器同步。
MCU使用一个4MHz的主时钟，通过内部分频器可以得到期望的时钟频率，将该频率作为16位递减计数器的输入。
PCSR是一个用于设置间隙时间的16位数据寄存器；PDUT是用于占空比设置的16位比较寄存器，也是一个引脚控制字段。
脉冲输出的间隙时间和占空比可以通过改变这两个16位寄存器的值来自由设置，该特性能帮助PPG工作在PWM模式。
在PWM模式中，当外部触发信号位于"P05/SCK1/TRG"引脚处，或内部软件触发器产生信号时，将发出一个起动触发信号，在检测到该触发信号后MCU将产生连续脉冲输出。
另一个重要的16位寄存器是"PCNT"，这是一个PPG控制和状态寄存器，从0到15位可以用来选择所需的时钟、模式(如PWM)、触发类型、PPG输出使能，以及中断请求。
基于单片机的12位PWMDAC的设计
基于单片机的12位PWMDAC的设计首先，让我们来了解PWM（脉冲宽度调制）的概念。
PWM是一种将连续的模拟信号转换为离散的数字信号的技术。
它通过改变信号的脉冲宽度来实现对模拟信号的控制。
在PWM信号中，信号的频率是固定的，而占空比（脉冲宽度与周期的比值）决定了信号的幅值。
通过改变占空比，我们可以控制模拟信号的幅值，从而实现模拟输出的控制。
在本设计中，使用12位的PWMDAC，意味着我们的信号可以分为2^12=4096个离散的幅值。
换句话说，我们可以将模拟信号的幅值控制在0到4095之间的任意值。
为了实现这一设计，我们需要以下步骤：1. 选择合适的MCU：选择一款能够实现12位PWM输出的MCU。
常见的MCU如Arduino、Raspberry Pi等都能够实现这个功能。
2. 设置PWM输出：使用MCU的编程接口（如Arduino IDE）设置PWM输出的频率和占空比。
确保频率适合于应用，并且占空比的分辨率足够高，以便实现12位的精度。
3.创建占空比表：利用MCU的编程接口，在代码中创建一个占空比表。
表中的每个元素代表一个特定的占空比值，从0到4095、根据需要，可以在代码中设置不同的占空比表，以便在不同的应用中使用不同的幅值。
4.输出模拟信号：使用占空比表和PWM输出设置，将数字信号转换为模拟信号。
根据需要，在不同的时间段使用不同的占空比值，以实现特定的模拟信号输出。
上述的步骤可以基于MCU的编程接口进行实现。
使用编程语言（如C++或Python），可以编写代码，控制PWM输出和模拟信号的生成。
此外，可以利用MCU上的GPIO（通用输入输出引脚）来连接外部电路或设备，将模拟信号传递到需要控制的电路或设备中。
基于单片机的12位PWMDAC设计可以应用于许多领域，包括音频处理、电机控制和传感器信号处理等。
例如，在音频处理中，可以使用PWMDAC来控制音量、频率和音色等参数。
在电机控制中，可以使用PWMDAC来调节电机的转速和方向。
利用PWM DAC输出线性调频波形设计与实验
一、摘要S3C2410处理器拥有：独立的16KB指令Cache和16KB数据Cache，MMU，支持TFT的LCD控制器，NAND闪存控制器，3路UART，4路DMA，4路带PWM的Timer ，I/O口，RTC，8路10位ADC，Touch Screen接口，IIC-BUS 接口，IIS-BUS 接口，2个USB主机，1个USB设备，SD主机和MMC接口，2路SPI。
本实验是基于S3C2410综合实验平台上实现利用PWM DAC单个电压值输出以及实现输出波形线性调频。
通过按键实现改变PWM的占空比实现单个电压输出变化；通过控制程序实现DAC的线性调频波形输出。
用示波器观察输出波形，测量峰值电压。
用频谱仪测量线性调频谱线，观察线性调频现象。
二、设计要求与任务1、正弦波形的起始频率可以自己指定，带宽100Hz，时宽10秒2、正弦波形的峰峰电压值为3V3、能观察到线性调频现象要求完成的主要任务:1、与同组同学一起指定课程设计计划，并进行合理分工。
2、使用S3C2410A的TOUT0口输出PWM信号实现单个电压值的DA输出，用万用表对电压值进行测量和校准，记录PWM和DA输出的对应关系。
3、在2的基础上，编写程序实现DAC的线性调频波形输出。
用示波器观察输出波形，测量峰值电压是否正确。
用频谱仪测量线性调频谱线，观察线性调频现象，查看是否满足设计要求。
调整参数，产生不同参数线性调频波形。
4、整理数据资料，独立撰写综合实验、设计说明书。
5、要求：描述利用PDW实现DA输出的原理，要有图和计算；详细的程序设计描述，要求有参数计算过程描述、流程图、寄存器设置描述、数据设计描述等；各实验要给出步骤、实验结果要有图、表和分析说明；对设计和实验进行总结；文档结构清晰、文字要通顺。
三、实验设备硬件：PC机1台MagicARM2410教学实验开发平台1台软件：Windows 98/2000/XP操作系统ADS 1.2集成开发环境四、实验原理1、脉冲宽度调制（PWM）是一种对模拟信号电平进行数字编码的方法。
基于PWM的DAC实现
2PWM到DAC电压输出的电路实现根据图2的结构，图3是最简单的实现方式。
图3中，PWM波直接从MCU的PWM 引脚输出，该电路没有基准电压，只通过简单的阻容滤波得到DAC的输出电压。
R1和C 1的具体参数可根据式(2)的第2部分的一次谐波频率来选择，实际应用中一般选择图2中阻容滤波器的截止频率为式(2)的基波频率的1/4左右。
图3的PWM波的VH和VL受到MCU输出高低电平的限制，一般情况下VL不等于0 V，VH也不等于VCC。
例如，对于单片机AT89C52［2,3］，当VCC为＋5 V时，VH和VL分别为4.5 V和0.45 V左右，而且该数值随着负载电流和温度而变化。
根据式(2)的直流分量可知，DAC电压输出只能在0.45~ 4.5 V之间变化，而且随负载电流和环境温度变化，精度很难保证。
由于该电路的变化部分精度不高，没有必要采用高分辨率的PW M输出，8位即可。
另外图2的DAC输出的负载能力也比较差，只适合与具有高输入阻抗的后续电路连接。
因此，图3的电路只能用在对DAC输出精度要求不高、负载很小的场合。
对精度和负载能力要求较高的场合，需要对图3的电路进行改进，增加基准电压、负载驱动等电路。
图4的电路在图3电路的基础上增加了开关管T1、基准电压源LM3365和输出放大器TL V2472。
MCU从A点输出的PWM波驱动T1的栅极，T1按照PWM的周期和占空比进行开关。
T1为低导通电阻和开关特性好的开关管，如IRF530［4］，其典型导通电阻小于0.16 Ω，而截止电阻却非常大，与T1并联的为基准电压LM3365。
图4的B点将得到理想的PWM波形，即：VH=5 V，VL=0 V，波形为方波。
A点的PWM波，经过整形得到B点理想PWM波，B点的PWM波再经过两级阻容滤波在C点得到直流分量，即M CU输出的调制PWM波在C点得到解调，实现了DAC功能。
根据式(2)可知，C点的电压为(5 ×n/N)V，为0～5 V之间的电压。
一种利用PWM输出实现D／A转换的方法
蚰的 ∞加胁 ∞ ∞
３ 仿 真 试 验
１ ）仿真 软件 Ｍｕｔ ｉ １ Ｍｕｔ ｉ １是 Ｅ Ａ 的最 新 电子 电 ｌｓ ｉ ｍｌ ｌｓ ｉ ｍｌ Ｄ
路仿 真 软件 版本 ，具有 界 面简 单 、仿 真 模 型丰 富 、界 面友 好 、操
三极 管 Ｑ。 Ｑ２ 成 的推挽 电路 放 大后 ，得 到 幅值放 大 的 Ｐ 和 组 ＷＭ 波 ，再经 过 Ｒ 和 ｃ 组成 的 Ｒ － Ｃ滤 波器
和二 阶 巴特沃 斯低 通滤 波器 后 ，就 可 得 到 不含 交 流 分 量 仅 含 直 流 分 量 的模 拟输 出 。ＭＳ ４ ０ ４ Ｘ 的定 Ｐ ３Ｆ４ 时器 １ ＷＭ 输 出频 率定 为 １ ｋ ，滤 波 器 的 频率 以此 设 计 。Ｐ Ｍ 的频 率 可定 得 更 高 ，使 该 电路 的带 Ｐ ０ Ｈｚ Ｗ 宽更宽 ，当然 这样 会 引起 分 辨率 的 降低 ，因此频 率要 进行 取舍 。Ｐ ＷＭ 实现 Ｄ Ａ转 换 的 电路原 理如 图 １ ／ 所 示 。 图 １中偏 置 电压 Ｖ 和 Ｄ／ Ａ转 换 后 的输 出 电压 Ｖ 构 成加 法 电路 。调 节 电阻 Ｒ。 Ｒ 和 的大 小可 以
Ｐ ＷＭ （ 脉冲宽 度 调制 ，简 称为 脉 宽调制 ）是 利 用单 片 机 （ 理 器 ） 的输 出数 字信 号 对 模 拟 电路 控 处 制 的一 种 技术 ，应 用 于通信 、电子 器件 控制 与变 换 等 领域 ［ ］ １ 。在 电 子 电路 应 用 系 统 中经 常 需 要单 片 机
Ｄ Ａ 转 换 通 过 比较 器 和 三 极 管 构 成 的推 挽 电路 ，再 经 过 滤 波器 得 到 直 流 输 出。 试 验 结 果 表 明 ， 该 Ｄ Ａ 转 ／ ／
一种巴特沃斯低通滤波器构成的PWM转DAC设计
一种巴特沃斯低通滤波器构成的P WM 转D A C设计*龙顺宇,何程,杨伟,吴建奇(海南热带海洋学院海洋信息工程学院,三亚572022)*基金项目:海南省2020年教育发展专项资金项目(H n j g202091);海南热带海洋学院2020年校级教育教学改革研究项目(R H Y j gz d 202004);海南热带海洋学院2019年校级教改项目(R H Y J G 201908)㊂摘要:本文提出一种巴特沃斯有源低通滤波器构成的P WM 转D A C 设计,利用S T C 8单片机片内12位分辨率的P WM发生器产生了频率为10k H z ㊁占空比可变的P WM 信号㊂将信号送入巴特沃斯低通滤波器后,P WM 信号转换为直流电压,电压幅度与P WM 信号占空比呈正比变化,转换得到的直流电压纹波小于0.2m V ,转换分辨率可达1/12位㊂转换电路线性度较高㊁纹波小㊁谐波抑制比较高㊂相比于专用D A C 芯片或P A C 芯片而,该方案性价比高,可以适配于分辨率要求高㊁建立时间要求一般的应用场景㊂关键词:脉宽调制;数/模转换器;P A C 转换器;巴特沃斯滤波器中图分类号:T P 31 文献标识码:AP WM t o D A C D e s i g n C o m p o s e d o f B u t t e r w o r t h L o w -pa s s F i l t e r L o n g S h u n y u ,H e C h e n g ,Y a n g W e i ,W u J i a n qi (C o l l e g e o f O c e a n o g r a p h i c I n f o r m a t i o n E n g i n e e r i n g ,H a i n a n T r o p i c a l O c e a n U n i v e r s i t y ,S a n ya 572022,C h i n a )Ab s t r ac t :I n t h e p a p e r ,a P WM t o D A Cde s i g n i s p r o p o s e d ,w h i c h i s c o m p o s e d of B u t t e r w o r t h a c t i v e l o w -pa s s f i l t e r .I t u s e s t h e 12b i t r e s -o l u t i o n P WM g e n e r a t o r o n t h e S T C 8m ic r o c o n t r o l l e r t o g e n e r a t e a P WM s i g n a l w i t h a f r e q u e n c y o f 10k H z a nd a v a r i a b le d u t y c yc l e .A f -t e r s e nd i n g t he s i g n a l t o t h e B u t t e r w o r t h l o w -p a s sf i l t e r ,t h e P WM s ig n a l i s c o n v e r t e d i n t o a D C v o l t a g e ,a n d th e v o l t a g e a m pl i t u d e c h a n -g e s i n p r o p o r t i o n t o t h e P WM s i g n a l d u t y c y c l e .T h e c o n v e r t e d D C v o l t a g e r i p pl e i s l e s s t h a n 0.2m V ,a n d t h e c o n v e r s i o n r e s o l u t i o n c a n r e a c h 1/12b i t .T h e c o n v e r s i o n c i r c u i t h a s h i g h l i n e a r i t y ,s m a l l r i p p l e a n d h i g h h a r m o n i c s u p p r e s s i o n .C o m pa r e d w i t h a d e d i c a t e d D A C c h i p o r a P A C c h i p ,t h i s s o l u t i o n i s c o s t -e f f e c t i v e a n d c a nb e a d a p t e d t o a p p l ic a t i o n s c e n a r i o s w i t h h i g h r e s o l u t i o n r e q u i r e m e n t s a nd ge n e r -a l s e t u p t i m e r e qu i r e m e n t s .K e yw o r d s :P WM ;D A C ;P A C c o n v e r t e r ;B u t t e r w o r t h f i l t e r 0 引 言通用型8位㊁16位㊁32位微控制器芯片中通常不带D A C 资源,无法凭借芯片自身实现数/模转换[1-2]㊂若需要程控输出高精度模拟电压,大多采用专用D A C 芯片,该类专用芯片在价格㊁分辨率㊁建立时间㊁内部结构㊁电压范围㊁输出通道数量及通信接口形式上存在较大差异,价格不低甚至超过了主控单片机的成本[3-4]㊂基于此类场景的实际需求,将P WM 信号转换为D A C 的方法得以广泛使用,只需将P WM 信号通过一阶R C 或L C 低通滤波器即可得到直流电压,此类电路虽然简单但转换质量不高,无源滤波形式下会严重影响D A C建立时间指标,导致输出信号滞后,线性度差[5-6]㊂故而本文改进了滤波器形式,选用M C P 6002运算放大器设计一种巴特沃斯低通滤波器,在此基础上采用了S T C 8增强型P WM 资源,对转换原理㊁过程㊁实现进行探究,使得系统指标满足一般场景的需求㊂1 P WM 转D A C 的基本原理以单极性P WM 信号为例,从时域上进行分析,该信号的周期保持固定,只是高/低电平所占的脉宽(即占空比)发生了改变,理论研究时可以将P WM 信号进行时域分解,变成一个直流分量加平均幅值为零的方波形式,直流分量幅值与占空比呈正比变化[7-8]㊂若占空比变化,则直流分量也会跟随改变,若在P WM 输出后级连接低通滤波器就可以衰减交流成分,得到幅值随占空比变化而变化的模拟电压,虽然交流成分不可能完全去除,但得到的模拟电压已经较为平滑,其转换过程如图1所示㊂若从频域理解P WM 信号,可以结合傅里叶级数的相关方法㊂将周期不变㊁占空比变动的P WM 信号进行分图1 P WM 转D A C 基本原理解,可以将其看作是基波频率和无限多个整数倍谐波的总和,信号函数f (t)级数展开之后有:f (t )=U 0+ðɕn =1U n ˑc o s 2πn t T+V n ˑs i n 2πn t T(1) 式中,U 0为PWM 信号的直流分量,数值等于P WM 信号的实际幅度与占空比的积:U 0=12T ʏT-Tf (t )d t (2) 式中,U n 和V n 就是PWM 信号的交流分量,数值等于P WM 信号的载波频率乘以整数倍之后的高频谐波,可以将其表达为:U n =12T ʏT-T f (t )c o s 2πn tTd t (3)V n=12TʏT-T f (t )s i n 2πn tT d t (4) 设U m 代表P WM 信号的幅度,D 为P WM 信号的占空比,代入式(2)~式(4),可以得到此时P WM 信号的直流分量U 0为:U 0=U m ˑD(5) 此时P WM 信号的交流分量U n 和V n 为:U n =U m ˑ1n πs i n (n πD )-si n2n π1-D2(6)V n =0(7) 式(5)和式(6)中的D 必须合理取值,只有在合适的占空比范围内才能得到细分电压,U n 和V n 是P WM 信号的整数倍正弦高次谐波,对于输出的模拟电压而言是应该去除的成分,所以应用中需要设计低通滤波器(L P F ),L P F 尽可能衰减谐波导致的纹波,只保留直流分量,即P WM 转换后输出电压U D A C 应该为:U D A C =U m ˑD(8)2 硬件L P F 单元设计将P WM 信号转换为D A C 本质就是尽可能地去除交流分量,处理得到的直流分量部分与占空比大小呈正比变化,这样就能用P WM 信号占空比调节间接得到直流电压的幅度调节,最终实现P A C 转换(即P WM 到D A C 的转换)㊂通常情况下,硬件采用一阶或多阶R C ㊁L C 低通滤波器,此类无源滤波电路较为简单,但输出阻抗较大,对于多阶的组成形式而言阻抗更大,P WM 信号虽然可以得到处理,但是输出的直流电压带载能力大大降低,很容易被拉低幅值,影响使用㊂而用运算放大器构成的L P F 有很大改善,不存在负载驱动问题,还可以方便地扩展为多阶滤波形式,其线性度㊁频幅特性以及抗干扰性都更好㊂在设计具体硬件滤波器之前需确定相关参数,设定供电电压U m 为5V ,即P WM 信号高电平幅值为5V ,低电平为0V ㊂实验中单片机系统时钟为27MH z ,P WM 信号输出分辨率为12位,若要求输出电压精度为12位,则P WM 信号的输出频率应配置为单片机系统时钟除以输出电压精度再除以2分频系数,即27MH z /212/2=3.3k H z ㊂然后根据傅里叶级数计算L P F 所需的衰减倍数,当P WM 信号占空比D 为0.5时,基波的幅度U 0最大,此时L P F 能将基波以上的多次谐波幅度衰减至1/2个L S B 以下㊂在P WM 信号的交流分量中,n =1时的基波频率最低,将n =1代入式(6),可得基波幅度:U n =1=2ˑU m π=2ˑ5π=3.18309886V ʈ3.1831V (9) 则L P F 所需的最低衰减倍数U f 为:U f =12ˑU m 212ˑ1U n =1=52ˑ4096ˑ3.1831=0.0001917(10) 结合式(9)和式(10)可知,输出12位精度的直流电压时,L P F 衰减倍数U f 应为0.0001917,约-74.34d B ㊂从理论上计算至少需要4阶L P F 单元,可采用两级两阶巴特沃斯L P F 滤波器级联得到㊂按照相关计算在L T s pi c e 软件中进行电路仿真,取交流1V ㊁相位0ʎ㊁10H z~10k H z 扫描频率范围,得到的频率响应如图2所示,在3.3k H z 处的衰减约为-81d B ,满足大于-74.34d B 的需求,这样就可以留有一些裕量去衰减高频谐波,输出相位滞后于输入P WM 信号相位约400ʎ,因输出信号为直流电压,故相位滞后不产生实际影响㊂得到必要的参数后即可设计硬件电路,综合考虑运算放大器带宽㊁成本及电路复杂度之后,实际使用了一级三阶巴特沃斯L P F 滤波器构成所需电路,电路原理如图3所示㊂电路由单5V 供电,P WM _I N 为P WM 信号输入端子(由S T C 8产生),经施密特触发器74L V C 1G 14芯片整形㊁去毛刺之后送入由M C P 6002运放构成的三阶巴特沃斯L P F 滤波器,最后得到的D C _O U T 端子即为输出电压㊂3 系统软件设计实验中选取S T C 8A 8K 64S 4A 12产生了频率为图2 两级两阶巴特沃斯L P F滤波器频率响应图3 三阶巴特沃斯低通L P F 滤波器电路原理图10k H z ㊁分辨位数12位㊁占空比可在0至100%变化的P WM 信号㊂因设计具有通用性,单片机的选择并无特殊要求,有的单片机具备高级定时/计数器单元㊁P C A 单元或者增强型P WM 发生器,产生的P WM 信号支持4㊁6㊁8㊁12㊁16乃至32位(如意法半导体公司生产的S TM 32F 334可产生32位分辨率高精度P WM 信号),此类微控制器产生的P WM 信号就更加细分,从原理上分析,转换后的D A C 精度会更高,但在实际应用中也要考虑运放性能㊁干扰等实际原因,从而进行合理选择㊂为了方便控制P WM 输出脉宽,单片机系统中分配3个I /O 口用作P WM 信号输出使能(K 1按键)㊁P WM 信号脉宽增加(K 2按键)㊁P WM 信号脉宽减小(K 3按键),其软件流程如图4所示㊂当K 1按键按下时,单片机使能P WM 信号输出,所得P WM 占空比默认为50%,在此基础上按下K 2或K 3按键即可分别控制脉宽的增加或减小,P WM 配置部分源码如下:v o i d m a i n (){ //主函数 P _S W 2=0x 80;//访问扩展寄存器P WM C K S =0x 00;//系统时钟图4 软件控制P WM 调整流程图 P WM C =0x 0400;//设置P WM 周期 P WM 0C R=0x 80;//使能P WM 输出 P _S W 2=0x 00;//关闭访问扩展寄存器P WM C R=0x C 0; //启动P WM 模块 W h i l e (1){K E Y _I n i t();}//循环按键处理}4 系统测试与分析按照图4所示硬件电路原理图绘制P C B并打样贴片后可以得到实物样式如图5所示,由于M C P 6002芯片内部自带两个运算放大器单元,为此做了图5 设计实物样式双通道P WM 信号转D A C 单元㊂模块实物做好后用锂电池组为其供电,实测供电电压为4.8V ,然后将S T C 8A 8K 64S 4A 12产生的P WM 信号送入模块相关端子并测量输出电压,P WM 信号占空比与输出电压的实测数据如表1所列㊂从数据误差上看,转换后的D A C 线性度优于1%㊂该模块参数与12位精度的专用P A C 芯片G P 8500(即客益电子生产的P WM 信号转换为D A C 的专用芯片)以及专用的D A C 芯片T L C 5618(即T I 公司生产的12位D A C )做了指标对比,结果如表2所列㊂表1P WM信号占空比及输出电压数据表表2三种不同方案的D A C指标对比指标项P WM转D A C模块(本设计)G P8500芯片(P A C专用芯片)T L C5618芯片(D A C专用芯片)P WM信号频率10H z~300k H z50H z~50k H z-P WM信号占空比0~100%0~100%-建立时间4~10m s<20μs<2.5μs分辨率约12位12位12位从指标项的对比结果看,本设计中的P WM信号转D A C模块在分辨率上接近于专用芯片,性价比也有明显优势,但在D A C的建立时间指标项上还是相对较慢,比较适合做低速非隔离型D A C应用㊂5结语本设计作为单片机类电子工艺实训项目在实际实验中取得了较好的效果,在实测中发现了P WM信号载波频率及谐波分量会影响D A C的分辨率,若贸然降低P WM信号的载波频率,则基波频率和谐波频率也会发生变化㊂应先确定L P F参数,再考虑P WM信号配置,合理设计L P F结构才能达到指标要求㊂L P F阶数会影响D A C建立时间参数及输出线性度,因此需要根据实际需求进行设计适配㊂参考文献[1]吴财源,周华,钟球盛,等.基于双通信的多通道P WM式D A C模块设计[J].机电工程技术,2017,46(6):710.[2]陈启武,吴新春,王飞.基于S TM32的P WM D A C实现精密程控电压源的设计[J].今日电子,2016(6):5457.[3]游乙龙.基于单片机的P WM转D A C实现通用变频器的自动控制[J].机电工程技术,2015,44(6):9092.[4]赵月丽.P WM模拟D A C的关键参数分析[J].微型机与应用,2014,33(18):2022.[5]吴桂清,李泓霖,戴瑜兴,等.微控制器P WM接口实现高分辨率D/A转换器方法研究[J].电子学报,2012,40(8):16311634.[6]辛德环.传统数模转换器的优缺点分析及高性能P WMD A C的基本设计思想[J].机械工程师,2011(10):2933.[7]W S t e p h e n W o o d w a r d.几乎没有纹波的快速稳定同步P WM D A C滤波器[J].电子设计技术,2008(8):101.[8]秦健.一种基于P WM的电压输出D A C电路设计[J].现代电子技术,2004(14):8183.龙顺宇(实验师),主要研究方向为嵌入式应用㊁单片机智能㊁物联网技术应用㊂通信作者:龙顺宇,t l o n g s y@163.c o m㊂(责任编辑:薛士然收稿日期:2020-11-02)4结语为提高工地信息化管理水平,降低安全生产施工发生率,依托于智慧工地建设理念开展了基于人脸识别和检测的工地管理系统平台研究㊂智慧工地系统平台应紧密结合工程实际操作流程,尽量减少人工干预的可能性;同时,人脸识别数据采集应智能化,并且集成自动分析㊁自动记录功能㊁证据备份和检索功能㊂参考文献[1]吉林省住房和城乡建设厅关于推进智慧工地建设的指导意见[J].北方建筑,2020,5(5):8182.[2]王瑜,叶子明.基于B I M技术的智慧工地平台方案架构探讨[J].江西建材,2020(9):181182.[3]樊则森.建筑工业化与智能建造融合发展的几点思考[J].中国勘察设计,2020(9):2527.[4]谢佳霓,黄玉贤,沈玉香.智慧工地平台管控中B I M技术的应用研究[J].低温建筑技术,2020,42(8):124126.[5]黄凯,张梅,王涛,等.大型综合体项目智慧工地信息化平台建设关键技术[J].施工技术,2020,49(16):3639.[6]杜黎明,王燃.物联网技术在智慧工地中的应用研究[J].核动力工程,2020,41(S1):9295.[7]王淮.5G与人工智能在航道建设智慧监管上的应用[J].珠江水运,2020(15):1516.[8]王秋茗,孙广玲,陆小锋,等.智慧工地中低分辨率的安全帽状态识别[J].电子测量技术,2020,43(15):6367.[9]陈巨坤.智慧工地中的智能安全帽及其管理平台研究[D].广州:华南理工大学,2019.[10]董荣.基于智慧工地理念的塔机租赁公司定制化E R P设计[D].北京:中国矿业大学,2019.李建奎㊁陈阳㊁黄小星(工程师),李辉(助理工程师):主要研究方向为建筑工程项目管理㊂通信作者:李建奎,t k j g j i h d u9852@163.c o m㊂(责任编辑:薛士然收稿日期:2020-10-29)。
基于PWM实现DA转换电路设计
基于PWM 实现D/A 转换电路设计在电子和自动化技术的应用中，单片机和D/A 是常常需要同时利用的，在一样的应用中外接昂贵的D/A 转换器，如此就增加了本钱。
可是，几乎所有的单片机有提供了按时器，乃至直接提供PWM 输出功能。
这就能够够通过单片机的PWM 输出，再加上简单的外围电路及对应的软件设计，实现对PWM 的信号处置，取得稳固，精准的模拟输出，以实现D/A 转换，这将大大降低电子设备的本钱，减小体积，并容易提高精度。
2.4.1.1 应用PWM 实现D/A 转换的理论分析应用周期必然而高低电平的占空比能够调制的PWM 方波信号，实现PWM 信号到D/A 转换器的理想方式是：采纳模拟低通滤波器滤掉PWM 输出的高频部份，保留低频的直流分量，即可取得对应的D/A 转换输出，低通滤波器的带宽决定了D/A 转换器的带宽的范围。
图所示的PWM 信号能够用分段函数表示为：Vt图 PWM 信号 ⎭⎬⎫⎩⎨⎧+≤≤++≤≤=kNT NT t nT kNT V kNT nT t kNT V t f L H ,,)( （）其中：T 是单片机中技术脉冲的大体周期，即单片机每隔T 时刻记一次数（计数器的值增加或减少1），N 是PWM 波一个周期的计数脉冲个数，n 是PWM 波一个周期中高电平的计数脉冲序号，H V 和L V 别离是PWM 波中高低电平的电压值，k 为整个周期波序号，t 为时刻。
为了对PWM 信号的频谱进行分析，以下提供了一个设计滤波器的理论基础。
傅里叶变换理论指出，任何一个周期为T 的持续信号，都能够表达为频率是基频的整数倍的正，余弦谐波分量之和。
把势（）所表示的函数展开傅里叶级数，取得式（）∑∞=--+--++-=2)2cos()sin(2)2cos()sin(2])([)(k L H L H L L H k N n kt NT k N n V V k N n t NT N n V V V V V N n t f ππππππππ（） 从式（）能够看出，式中第一个方括弧为直流分量，第二项为第一次谐波分量，第三项为大于一次的高次谐波分量。
使用 PWM模拟DAC
使用 PWM模拟DAC概述在电子和自动化技术的应用中，经常会使用到DAC(数模转换器)功能，然而许多单片机内部并没有集成DAC，所以如果能应用单片机的PWM输出（或者通过定时器和软件一起来实现PWM输出），经过简单的变换电路实现DAC，这将大量降低成本电子设备的成本、减少体积，并容易提高精度。
功能描述本范例采用芯片AM8EB056，通过改变PWM的占空比使输出不同的矩形波，然后经过阻容滤波便可以得到不同的模拟电压值，以此来模拟8Bit DAC功能。
由于DAC电压输出会随负载电流和环境温度变化，精度很难保证，所以此范例只适用于对DAC输出精度要求不高、负载很小的场合。
如需要对精度和负载能力要求较高的场合，则需对电路进行改进，增加基准电压、负载驱动等电路，此方法在此范例不作讨论。
设计原理PWM是一种周期不变而高低电平的占空比可以调节的方波信号，如下图：该PWM的高低电平分别为VH和VL，理想状况下VL等于0，但实际往往不等于0，这便是应用中产生误差的一个主要原因。
从PWM波形可以用函数表达为：从上式可以看出，第1个方括弧为直流分量，第2项为1次谐波分量，第3项为大于1次的高次谐波分量。
式中直流分量与n成线性关系，并随着n从0到N的变化，直流分量从VL到VL+VH之间变化，这正是电压输出的DAC所需要的，因此我们需要把除直流分量的谐波过滤掉，在此我们采用的是低通滤波器进行解调。
输出电压的理论值计算PWM输出波形的占空比为0/256~255/256，经解调后，输出电压的计算公式为：相当于占空比，由拨码开关控制，经PA口输入，即：=拨码开关值/256在5V工作电压下，经过实际测量，取出十个有代表性的数据，如下表：流程图应用范例程式说明程序初始化I/O时，设置PA0-PA3、PA5为可设置为内部下拉模式，PA4、PA6、PA7为可设置为内部上拉模式。
详细请参看程序清单“PWM ctrl DAC.asm”。
在MC68332中用PWM实现DAC功能
在MC68332中用PWM 实现D/A 功能由于MC68332内部没有D/A 功能，该功能通常须外接数模转换芯片来实现，这不仅增加了系统的成本，也使系统设计复杂化。
用MC68332中的TPU 模块实现脉宽调制（PWM ），经低通滤波处理后，可以实现D/A 功能。
1 D/A 实现原理在68332中，通过软件编程可以很方便地对PWM 信号实现周期和占空比的控制。
PWM 信号是幅值为5V 的方波，可以通过傅里叶变换，使其分成直流和交流两部分。
设ud （t ）是输出的PWM 信号，U0是PWM 信号中的直流成分，ua(t)是信号中的交流成分。
所以ud （t ）＝U0+ua （t ）＝U0＋ft A n n π∑∞=1cos2n +ft B n n π∑∞=1sin2n ，其中An ＝T1ftdt n t U TTd π2cos )(⎰-，Bn=T 1ftdt n t U T Td π2sin )(⎰-,U0=T 21dt t UTTd)(⎰-,T 为方波的周期。
由于f(t)是偶函数，所以系数Bn 为0，只要计算An 项。
由输出方波的性质可知，f(t)=-f(t+kT)(k 为占空比)，因此，对于占空比为k 、幅值为5V 的PWM 信号来说：U0＝5×kAn ＝)]}21(2sin[){sin(n 15kn k n --⨯ππBn ＝0所以可以知道，直流分量U0就是所需要的D/A 输出，只要改变PWM的占空比，就能得到0～5V 的D/A 输出；An 是PWM 信号的高频分量，其频率为PWM 信号基频的整数倍。
因此，对于基频为20kHz 的PWM 信号，一个理想的截至频率为20kHz 的低通滤波器就可以完全滤掉PWM 信号的高频分量，得到直流分量，从而实现PWM 信号到D/A 输出的转换。
2误差分析D/A 转换输出的电压信号有一个纹波叠加于直流分量上。
这是D/A 转换误差来源之一。
第二，影响D/A 转换误差的另外一个重要的因素，取决于PWM 信号的基频。
基于单片机的PWM转DAC实现通用变频器的自动控制
（ Ｇ ｕ ａ ｎ ｇ ｄ ｏ ｎ ｇ Ｐ ｒ ｏ ｖ ｉ ｎ ｃ ｅ Ｙ ｕ ｅ ｄ ｏ ｎ ｇ Ｓ ｅ ｎ ｉ ｏ ｒ Ｔ ｅ ｃ ｈ ｎ ｉ ｃ ａ ｌ Ｓ ｃ ｈ ｏ ｏ ｌ ，Ｓ ｈ ａ ｎ ｔ ｏ ｕ ５ １ ５ ０ ４ １ ，Ｃ ｈ ｉ ｎ ａ ）
０引 言
广 东 三 向 教 学 仪 器 制 造 有 限 公 司 生 产 的 Ｓ Ｘ 一 ６ ０ ８ Ｄ是 为 维 修 电工 技 师 、高级 技 师 的 职业 培 训 与 技 能 鉴定 而 设 计 的 ，集 Ｐ Ｌ Ｃ、变 频 器 、触 摸
上具 有 十分 明显 的优 势 ，为 帮 助 、 引导 学 生实 现
摘 要 ：提 出一 种基 于单 片 机的 Ｐ ＷＭ转 Ｄ Ａ Ｃ 方 式 ，实 现对通 用 变频 器 的 自动控 制 ，包括 启停 控 制 、频率 调节 等 ，通 过在 Ｓ Ｘ 一 ６ ０ ８ Ｄ 实训平 台上的变频器实际运行 ，取得了很好 的控 制效果 。本设计 具有成 本低廉 ，控制 小巧等优点 ， 通过简单改进 ，如 增加光耦隔离等 ，可用 以实际工业控制 。 关键词 ：Ｓ Ｘ 一 ６ ０ ８ Ｄ ； 单 片机 ； Ｐ ＷＭ；Ｄ Ａ Ｃ ； 通用变频器
中图分类号 ：Ｔ Ｐ ３ ６ ８ 文献标识码 ：Ａ 文章编号 ：１ ０ ０ ９—９ ４ ９ ２（ ２ ０ １ ５）０ ６—０ ０ ９ ０ —０ ３
Ａｕ ｔ ｏ ｍａ ｔ ｉ ｃ Ｃｏ ｎ ｔ ｒ ｏ ｌ ｏ ｆ Ｇｅ ｎ ｅ ｒ ａ ｌ Ｆｒ ｅ ｑ ｕ ｅ ｎ ｃ ｙ Ｃｏ ｎ ｖ ｅ ｒ ｔ ｅ ｒ Ｂａ ｓ ｅ ｄＣＵ ｔ ｏ ＤＡＣ
动控制”课题 ，作为高技层次学生的实训课题 。
１ 控 制原 理
单 片机 选用 Ｓ Ｔ Ｃ生 产 的 Ｓ Ｔ Ｃ ｌ ５ Ｆ ２ Ｋ ６ ０ Ｓ ２ 嘲 。该
使用 PWM模拟DAC
使用 PWM模拟DAC概述在电子和自动化技术的应用中，经常会使用到DAC(数模转换器)功能，然而许多单片机内部并没有集成DAC，所以如果能应用单片机的PWM输出（或者通过定时器和软件一起来实现PWM输出），经过简单的变换电路实现DAC，这将大量降低成本电子设备的成本、减少体积，并容易提高精度。
功能描述本范例采用芯片AM8EB056，通过改变PWM的占空比使输出不同的矩形波，然后经过阻容滤波便可以得到不同的模拟电压值，以此来模拟8Bit DAC功能。
由于DAC电压输出会随负载电流和环境温度变化，精度很难保证，所以此范例只适用于对DAC输出精度要求不高、负载很小的场合。
如需要对精度和负载能力要求较高的场合，则需对电路进行改进，增加基准电压、负载驱动等电路，此方法在此范例不作讨论。
设计原理PWM是一种周期不变而高低电平的占空比可以调节的方波信号，如下图：该PWM的高低电平分别为VH和VL，理想状况下VL等于0，但实际往往不等于0，这便是应用中产生误差的一个主要原因。
从PWM波形可以用函数表达为：从上式可以看出，第1个方括弧为直流分量，第2项为1次谐波分量，第3项为大于1次的高次谐波分量。
式中直流分量与n成线性关系，并随着n从0到N的变化，直流分量从VL到VL+VH之间变化，这正是电压输出的DAC所需要的，因此我们需要把除直流分量的谐波过滤掉，在此我们采用的是低通滤波器进行解调。
输出电压的理论值计算PWM输出波形的占空比为0/256~255/256，经解调后，输出电压的计算公式为：相当于占空比，由拨码开关控制，经PA口输入，即：=拨码开关值/256在5V工作电压下，经过实际测量，取出十个有代表性的数据，如下表：流程图应用范例程式说明程序初始化I/O时，设置PA0-PA3、PA5为可设置为内部下拉模式，PA4、PA6、PA7为可设置为内部上拉模式。
详细请参看程序清单“PWM ctrl DAC.asm”。
(完整版)一种基于PWM快速产生模拟电压的方法
一种基于PWM快速产生模拟电压的方法电平 vdd rc发布时间：2010-11-23 发布人：21世纪电子网1，概述在电子和自动化技术的应用中，数字信号转换模拟控制信号输出是电子设计中常见的问题，然而许多单片机内部并没有集成数摸转换器（DAC）。
当然市场上也有一些专用的D/A转换芯片，但这类芯片价格昂贵，并且需要多个处理器功能管脚来控制，这对一般的简单应用是不适合的。
所以在有些应用中，由单片机的PWM输出（或者通过定时器和软件一起来实现PWM输出），经过简单RC滤波电路实现DAC来得到模拟电压是一种比较好的选择。
然后，这种方法的一个缺点就是电平转换时间过长，本文提出了一种新的方法来克服该问题。
2，RC滤波电路图1是传统的RC滤波电路，PSoC通过GPIO口和RC滤波产生模拟电压图1，RC滤波电路产生模拟电压在这种方法中，PWM通过Px[y]输出，Vout即是需要的模拟电压。
PWM的输出在电压VDD和0之间变换，PWM的占空比（DC）决定Vout的输出值。
增加DC输出电压也会跟着增加（当DC=0%时，Vout=GND; 当DC=100%时，Vout=VDD）。
这种方法比较简单，但缺点是电平转换时间长。
例如，当DC从一个值变到另一个值时，可能要几个ms 才能使Vout从一个电压变换到最终的稳定电压，如图2所示。
图2，RC滤波电路的电平转换时间较长的电平转换时间在有些应用中是不适用的，下面我将提供一个新的方法来减小该时间。
当然，也可通过减小电容电阻（RC）值并提高PWM频率来缩短电平转换时间，但有些单片机的固有缺陷而没办法提高PWM频率时就没办法了。
3，电压跟随器电路本文介绍一种新的方法能把转换时间减小到几十us，该方法除了RC滤波外，还使用了电阻、三极管以及另外一个GPIO口，三极管设计为电压跟随器模式，如下图3所示：图3，电压跟随器电路产生模拟电压三极管T是模拟电压Vc到Vout的开关。
在空闲状态下设置Pa[b]为“strong drive”模式，并置为高电平（逻辑1），这样，Vout = VDD, 下列步骤将使Vout从空闲状态变换到指定的电压状态。
一种基于PWM的电压输出DAC电路设计
一种基于PWM的电压输出DAC电路设计2007-08-05 17:56在电子和自动化技术的应用中，单片机和DAC (数模转换器)是经常需要同时使用的，然而许多单片机内部并没有集成DAC,即使有些单片机内部集成了DAC,DAC的精度也往往不高，在高精度的应用中还是需要外接DAC，这样增加了成本。
但是，几乎所有的单片机都提供定时器或者PWM输出功能。
如果能应用单片机的PWM输出（或者通过定时器和软件一起来实现PWM输出），经过简单的变换电路就可以实现DAC，这将大量降低成本电子设备的成本、减少体积，并容易提高精度。
本文在对PWM到DAC转换关系的理论分析的基础上，设计出输出为0～5V电压的DAC。
1、应用PWM实现DAC的理论分析PWM是一种周期一定而高低电平的占空比可以调制的方波信号，图1是一种在电路中经常遇到的PWM波。
该PWM的高低电平分别为VH和VL，理想的情况VL等于0，但是实际中一般不等于0，这往往是应用中产生误差的一个主要原因。
图1的PWM波形可以用分段函数表示为式（1）：其中：T是单片机中计数脉冲的基本周期，即单片机每隔T时间记一次数（计数器的值增加或者减少1），N是PWM波一个周期的计数脉冲个数，n是PWM波一个周期中高电平的计数脉冲个数，VH和VL分别是PWM波中高低电平的电压值，k为谐波次数，t 为时间。
把式(1)所表示的函数展开成傅里叶级数［1］，得到式(2)：-------------------------------------------------------------------------------------------------从式（2）可以看出，式中第1个方括弧为直流分量，第2项为1次谐波分量，第3项为大于1次的高次谐波分量。
式（2）中的直流分量与n成线性关系，并随着n从0到N，直流分量从VL到VL+VH之间变化，这正是电压输出的DAC所需要的。
因此，如果能把式（2）中除直流分量的谐波过滤掉，则可以得到从PWM波到电压输出DAC的转换，即：PWM波可以通过一个低通滤波器进行解调。
基于单片机的12位PWM DAC的设计
基于单片机的12位PWM DAC的设计在用单片机制作的变送器类和控制器类的仪表中，需要输出1—5V或4—20 mA的直流信号的时候，通常采用专用的D/A芯片，一般是每路一片。
当输出信号的精度较高时，D/A芯片的位数也将随之增加。
在工业仪表中，通常增加到1 2位。
12位D/A的价格目前比单片机的价格要高得多，占用的接口线数量也多。
尤其是在需隔离的场合时，所需的光电耦合器数量与接口线相当，造成元器件数量大批增加，使体积和造价随之升高。
如果在单片机控制的仪表里用PWM方式完成D/A输出，将会使成本降低到12位D/A芯片的十分之一左右。
我们在S系列流量仪表中采用了这种方式，使用效果非常理想。
下面介绍一下PWM方式D /A的构成原理。
[二].电路原理一般12位D/A转换器在手册中给出的精度为±1/2LSB，温度漂移的综合指标在20—50ppm/℃，上述两项指标在0.2级仪表中是可以满足要求的，下面给出的电路可以达到上述两项指标。
用运放做RC滤波器输出的缓冲大有益处。
它不仅提高了滤波电路带载能力，而且使线性度得到了提高。
通过实验可知，这一级运放的的缓冲作用是保证整个D/A精度和线性度的重要环节。
尽管RC滤波器无负载，处在非常理想的条件下工作，但Vo并不完全与占空比成正比。
这是因为所使用的电容不是纯电容，其中含有一定的电感。
在占空比极小时，由于脉冲非常窄，它产生的高次谐波的频率很高，电感对高次谐波的感抗较大，因此在脉冲沿的位置上，尽管电压变化很大，但实际实际给电容充电却很小。
这样就在窄脉冲时产生非线性。
当采用无感电容时，这种非线性有较大改善，但仍不能完全吻合。
由于无感电容容量太小，价格也较高，所以在大时间常数滤波电路中没有实际意义。
在实际使用中解决这一问题的方法是舍弃根部非线性部分，只用线性部分，在工业仪表中，标准的信号一般为1—5V或4—20mA。
而曲线2的非线性部分在0.4V以下，所以当采用1—5V输出信号时，精度为0.03%完全满足12位D/A要求。
怎样利用PWM实现DAC电路设计
怎样利用PWM实现DAC电路设计周立功教授新书《面向AMetal框架与接口的编程（上）》，对AMetal框架进行了详细介绍，通过阅读这本书，你可以学到高度复用的软件设计原则和面向接口编程的开发思想，聚焦自己的“核心域”，改变自己的编程思维，实现企业和个人的共同进步。
经周立功教授授权，即日起，致远电子公众号将对该书内容进行连载，愿共勉之。
本文为第三章：PWM 实现DAC 电路设计，内容包括：3.1 实现原理、3.2 电路设计、3.3 测试验证、3.4 参数总结。
本章导读：当MCU 需要产生不同的模拟信号时，通常采用集成或独立的D/A 转换器实现。
但是在要求低成本的场合，可以通过PWM 信号产生系统需要的直流和交流信号。
LPC824 内部有一个32 位PWM 定时器（SCTimer），它产生的PWM 信号搭配外围电路可实现高分辨率、低成本的DAC，比如，12 位DAC。
3.1 实现原理>>> 3.1.1 PWM 信号时域分析PWM（Pulse Width Modulation）是频率固定、占空比变化的数字信号，PWM 信号波形可以被分解为一个直流分量加上一个相同占空比，但平均幅度为零的新的方波，详见图3.1，由此可见，这个直流分量的幅度正比于PWM 波形的占空比。
图3.1 PWM 信号波形分解如果使PWM 信号的占空比随时间改变，那么其直流分量随之改变，信号滤除交流分量后将输出幅度变化的模拟信号。
因此通过改变PWM 信号的占空比，可以产生不同的模拟信号。
这种技术称之为PWM DAC，其原理可以形象地用图3.2 表现出来。
图3.2 使用滤波器电路获取PWM 的直流成分>>> 3.1.2 PWM 信号频域分析从频域分析进一步得到PWM 方式DAC的数学表达式。
PWM 信号的函数波形详见图3.3，p 表示PWM 信号的占空比(0≤p≤1)，T表示载波周期。
图3.3 是在不影响分析结果的前提下，移动函数波形的时间原点，使波形符合数学中的常规脉冲函数波形，以简化数学分析。
一种基于PWM的电压输出DAC电路设计
一种基于PWM的电压输出DAC电路设计
秦健
【期刊名称】《现代电子技术》
【年(卷),期】2004(027)014
【摘要】对实际应用中的脉宽调制(PWM)波形的频谱进行了理论分析,指出通过一个低通滤波器可以把PWM调制的数模转换信号解调出来,实现从PWM到DAC 的转换,论文还对转换误差产生的因素进行了分析,指出了减少误差的方法,论文给出了两种从PWM到0～5 V电压榆出的电路实现方法,第2种电路具有很高的转换精度.
【总页数】3页(P81-83)
【作者】秦健
【作者单位】广州民航职业技术学院通讯系,广东,广州,510403
【正文语种】中文
【中图分类】TP274
【相关文献】
1.一种基于PWM的H桥超声发射电路设计 [J], 李鹏;陈赛;柴文兵
2.一种基于PWM技术的微机械陀螺闭环驱动电路设计 [J], 孙冬娇;孟瑞丽;刘恒
3.一种基于PWM的CMOS数据接口电路设计 [J], 郭鸣;张润曦;汤亮;彭宣戈
4.一种基于 PWM 电源管理芯片的振荡器电路设计 [J], 吴铁峰;赵智超;李丽敏;陈珏晓
5.一种基于温度反馈并采用PWM方式控制功放散热风机转速的电路设计 [J], 曹建明;邓攀;许为清
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pwm做DAC
基于MSP430 Timer_B 的D/A 转换解放军理工大学通信工程学院赵陆文屈德新摘要：本文分析了利用MSP430的Timer_B 在比较模式下输出的脉宽调制(PWM)波，来实现D/A 转换的工作原理。
介绍了利用MSP430F449的Timer_B 的PWM 输出产生正弦波和直流电平的方法，并给出了对应的硬件电路和C 语言源程序。
关键词：MSP430F449；脉宽调制；D/A 转换D/A Conversion Based on MSP430 Timer_BAbstract ：This paper analyses the principle of utilizing the PWM to realize D/A when the MSP430 Timer_B is working in compare mode. It describes the method of using the PWM of MSP449F449's Timer_B to create a sine wave and a DC level. At last, it gives the corresponding hardware circuit and C language program.Key words: MSP430F449; PWM; D/A conversion1.简介1.1 MSP430单片机介绍虽然目前在国内市场上应用较多的单片机仍然是8位单片机，但是由美国德州仪器（TI ）公司推出的16位单片机MSP430具有处理能力强、运行速度快、低功耗、指令简单等优点。
并采用了JTAG 技术、FLASH 在线编程技术、BOOTSTRAP 等诸多先进技术，因此具有很高的性价比，在欧洲市场已得到了非常广泛的应用。
虽然MSP430进入国内市场的时间不是很长，但是因其具有以上所述的卓越品质，一进入国内市场就被众多电子工程师所青睐。
一种基于PWM的更快速的DAC
一种基于PWM的更快速的DAC当你需要从一个不带数模转换器()的微控制器输出模拟信号时，你可以外加一个DAC芯片。
但是你也可以用另一种更经济的办法，即采纳脉宽调制()输出加低通(LPF)取其平均值的办法，该平均值等于PWM信号的占空比。
图1：用RC得到PWM信号的平均值RC低通滤波器滤除掉非直流信号，得到的便是平均信号UOUT。
假如PWM 信号的周期T为63个时钟周期，UOUT将会是64个离散DC值之一。
(0 到 63，6位辨别率。
)RC低通滤波器的时光常数τ必需足够大以平滑输出信号UOUT，纹波?UOUT应小于一个最低有效位(LSB)。
最坏的状况浮现在50% 占空比时(2所示)。
当τ远大于周期T时，的充电IC 和变幻?UOUT可近似为：对于一个6位的DAC，?UOUT应小于 VCC/64，要求滤波器的τ=RC ≥16·T。
图2：滤波输出(蓝色)的纹波应小于一个LSB一些有用数据：低功耗微处理器常用法一个32768Hz晶体作为PWM模块的时钟信号。
假如是6位PWM，则周期T为64/32768≈2ms，因此需要32ms的时光常数，也就是要等待5τ(160ms)来使6位转换器稳定。
十分慢。
本设计实例将呈现你如何才干加速完成信号的转换。
微控制器中的PWM模块通常可以产生多个PWM信号。
我们来考虑一下将两个基于PWM的3位DAC(DACH和DACL)的输出求和，求和前DACL 输出的幅度被减小到了八分之一。
得到的信号相当于一个6位DAC，但将会比容易版本有重大的优势：周期T对于相同的辨别率仅为8个时钟周期，而所需的时光常数τ是本来的八分之一，DAC的稳定时光快了8倍。
这样改进后就很简单用为两个PWM信号(PWMH、PWML)实现RC滤波器：图3：将两个基于PWM的DAC输出合到一起输出信号UOUT等于：这一技术已经在TI F5132微控制器中实现：图4：基于6位(3+3)PWM的DAC的初始化和写入代码图5：基于6位PWM的DAC测量输出；蓝线：图1计划(稳定时光160ms)；紫线：图3计划(稳定时光20ms)。
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一种基于PWM的电压输出DAC电路设计
在电子和自动化技术的应用中，单片机和DAC(数模转换器)是经常需要同时使用的，然而许多单片机内部并没有集成DAC,即使有些单片机内部集成了DAC,DAC的精度也往往不高，在高精度的应用中还是需要外接DAC，这样增加了成本。
但是，几乎所有的单片机都提供定时器或者PWM输出功能。
如果能应用单片机的P WM输出（或者通过定时器和软件一起来实现PWM输出），经过简单的变换电路就可以实现DAC，这将大量降低成本电子设备的成本、减少体积，并容易提高精度。
本文在对PWM到DAC转换关系的理论分析的基础上，设计出输出为0～5V电压的DAC。
1 应用PWM实现DAC的理论分析
PWM是一种周期一定而高低电平的占空比可以调制的方波信号，图1是一种在电路中经常遇到的PWM 波。
该PWM的高低电平分别为VH和VL，理想的情况VL等于0，但是实际中一般不等于0，这往往是应用中产生误差的一个主要原因。
图1的PWM波形可以用分段函数表示为式（1）：
其中：T是单片机中计数脉冲的基本周期，即单片机每隔T时间记一次数（计数器的值增加或者减少1），N是PWM波一个周期的计数脉冲个数，n是PWM波一个周期中高电平的计数脉冲个数，VH和VL分别是PWM 波中高低电平的电压值，k为谐波次数，t为时间。
把式(1)所表示的函数展开成傅里叶级数［1］，得到式(2)：
从式（2）可以看出，式中第1个方括弧为直流分量，第2项为1次谐波分量，第3项为大于1次的高次谐波分量。
式（2）中的直流分量与n成线性关系，并随着n从0到N，直流分量从VL到VL+VH之间
变化，这正是电压输出的DAC所需要的。
因此，如果能把式（2）中除直流分量的谐波过滤掉，则可以得到从PWM波到电压输出DAC的转换，即：PWM波可以通过一个低通滤波器进行解调。
式（2）中的第2项的幅度和相角与n有关，频率为1/(NT)，该频率是设计低通滤波器的依据。
如果能把1次谐波很好过滤掉，则高次谐波就应该基本不存在了。
根据上述分析可以得到如图2所示的从PWM到DAC输出的信号处理方块图，根据该方块图可以有许多电路实现方法，在单片机的应用中还可以通过软件的方法进行精度调整和误差的进一步校正。
在DAC的应用中，分辨率是一个很重要的参数，图1的分辨率计算直接与N和n的可能变化有关，计算公式如式(3)：
表1给出了不同N和n的情况下的分辨率。
从表1和式(3)可以看出，N越大DAC的分辨率越高，但是NT也越大,即PWM的周期或者式(2)中的1
次谐波周期也越大，相当于1次谐波的频率也越低，需要截止频率很低的低通滤波器，DAC输出的滞后也将增加。
一种解决方法就是使T减少，即减少单片机的计数脉冲宽度（这往往需要提高单片机的工作频率），达到不降低1次谐波频率的前提下提高精度。
在实际中，T的减少受到单片机时钟和PWM后续电路开关特性的限制。
如果在实际中需要微秒级的T，则后续电路需要选择开关特性较好的器件，以减少PWM波形的失真，如图4中的电子开关T1(IRF530)。
2 PWM到DAC电压输出的电路实现
根据图2的结构，图3是最简单的实现方式。
图3中，PWM波直接从MCU的PWM引脚输出，该电路没有基准电压，只通过简单的阻容滤波得到DAC的输出电压。
R1和C1的具体参数可根据式(2)的第2部分的一次谐波频率来选择，实际应用中一般选择图2中阻容滤波器的截止频率为式(2)的基波频率的1/4左右。
图3的PWM波的VH和VL受到MCU 输出高低电平的限制，一般情况下VL不等于0V，VH也不等于VCC。
例如，对于单片机AT89C52［2,3］，当VCC为＋5V时，VH和VL分别为4.5V和0.45V左右，而且该数值随着负载电流和温度而变化。
根据式(2)的直流分量可知，DAC电压输出只能在0.45~4.5V之间变化，而且随负载电流和环境温度变化，精度很难保证。
由于该电路的变化部分精度不高，没有必要采用高分辨率的PWM输出，8位即可。
另外图2的DAC输出的负载能力也比较差，只适合与具有高输入阻抗的后续电路连接。
因此，图3的电路只能用在对DAC输出精度要求不高、负载很小的场合。
对精度和负载能力要求较高的场合，需要对图3的电路进行改进，增加基准电压、负载驱动等电路。
图4的电路在图3电路的基础上增加了开关管T1、基准电压源LM3365和输出放大器TLV2472。
MCU从A点输出的PWM波驱动T1的栅极，T1按照PWM的周期和占空比进行开关。
T1为低导通电阻和开关特性好的开关管，如IRF530［4］，其典型导通电阻小于0.16Ω，而截止电阻却非常大，与T1并联的为基准电压LM3365。
图4的B点将得到理想的PWM波形，即：VH=5V，VL=0V，波形为方波。
A点的PWM波，经过整形得到B点理想PWM波，B点的PWM波再经过两级阻容滤波在C点得到直流分量，即MCU输出的调制PWM波在C点得到解调，实现了DAC功能。
根据式(2)可知，C点的电压为(5×n/N)V，为0～5V之间的电压。
由于放大器A1的输入阻抗很大，二级阻容滤波的效果很好，C点的电压纹波极小，满足高精度要求。
输出放大器采用TLV2472，工作在电压跟随器方式，他是一个RailtoRail放大器，他的输出电压的跨度几乎等于电源电压幅度，因此可以得到0V的电压输出，克服了一般放大器（如LM324,TL071等）输出电压跨度比电源电压范围小1V左右这一缺点。
图4与图3还有一点重要的不同是，图4的电源电压为6V，而图3为5V。
图4中在MCU接电源电压中串联了二极管，他起降压的作用，因为一般的MCU工作电源范围为4.5～5.5V 之间。
图4中采用电源电压为6V是为了保证LM3365能正常工作。
图4的电路采用的电路和电容没有特殊的要求，很容易调试。
由于PWM波很容易通过MCU的软件进行控制，即使电路稍微有些系统误差，也很容易通过软件进行校正。
因此，图4的电路可以得到高精度的DA C输出。
3 结语
本文在对PWM波形组成进行理论分析的基础上，提出了可以通过一个低通滤波器把PWM中的DAC调制信号解调出来，实现DAC。
论文对实现DAC产生的误差的原因进行了分析，设计了两组DAC电路实现方式，分别适合于不同的应用场合。
图4的实现方法，通过简单廉价的电子元器件就可以得到高精度的DAC,降低了设备的成本。
该电路为单电源供电，非常适用在基于单片机的嵌入式系统中应用。
参考文献
［1］黄明慧，梁国礼.高等数学与工程数学［M］.广州：华南理工大学出版社，1993
［2］余永权.89系列Flash单片机原理及应用［M］.北京：电子工业出版社，1997［3］李华.MCS51系列单片机实用接口技术［M］.北京：北京航空航天大学出版社，1993
［4］吴立新.实用电子技术手册［M］.北京:机械工业出版社，2002。