移动通信论文集-全球通用三频段GSM单芯片收发信机

全球通用三频段GSM单芯片收发信机
A Single Chip Triple Band World GSM Transceiver
[摘要]：本文所述是一个全球通用GSM单芯片收发信机的实现方式，介绍了基于GSM标准的多频段无线结构方框，讨论了此类结构方框实现全球通用GSM收发信机的可能性。

该单芯片集成电路使用了0.5μmBiCMOS工艺，并封装在一块
“9×9”的CABGA中。

本文还介绍了该收发信机工作参数的测量结果。

[关键词]GSM 三频手机芯片设计多频收发信机单芯片收发信机
1 引言
今天，GSM是全球使用最广的蜂窝小区标准，其用户数已逾1亿，并且还远远没有达到极限。

在全世界使用GSM标准至少有三个不同频段，见表1。

目前流行的GSM移动电话在GSM900和GSM1800之间提供双频能力，或者有少量手机提供GSM900和GSM1900双频。

前者帮助提高网络容量，而后者可以使该移动电话在全世界通用。

随着与美国当地经营者漫游协议的签署，似乎将有更多的移动电话具有三频功能，这将给原来的双频电话提供一点附加增值。

诚然，在增加功能的同时，终端用户期望移动电话一代更比一代小，这种改进在工艺技术是采用进一步提高集成度和更新封装来实现的。

本文介绍了单芯片收发信机实现三频工作的可能性，该芯片的制成和可选的封装允许今后多频段GSM移动电话更新换代时其体积大大减小。

2 GSM无线技术要求
(因篇幅限制，编辑部将本节省略，有需求者，请查阅相关资料)
3 GSM多频段收发信机结构方框
GSM是一个成熟的具有良好分层结构规范的标准，最成功之处是它兼蓄并容了许多不同结构方框的收发信机，传统的发信机结构中包含中频上变频和直接上变频至发信PLL上(TxVC0闭环调制——图1)，同样在接收端也可直接变频或者采用带有两个或更多中频的接收机。

但是随着双频移动电话的出现，尤其是发信机结构方框似乎是朝向偏置锁相环方式发展，因为这种方式可以取消频段选择滤波器和功放前后的双工器。

3．1 双频段发信机结构方框、
GSM强制规定了严格的发信频标要求。

在偏差400kHz处引入的噪声性能以及正交调制精度必须符合这项规定。

但是，现实的问题是当发信时经常在接收频段产生噪声。

GSM900系统要求当发信功率为十33dBm时，其产生在接收频段的噪声电平优于—79dBm(两者均在30kHz带宽下测量)。

于是，噪声应被抑制到—112dBm或者大约—157dBc／Hz。

单频结构使用一个上变频混频器电路，通常采用一个或多个独立于双工器的滤波器使噪声得到适当的衰减。

在双频结构中，这种方式变得不实用，因为它需要多个滤波器和双工器。

偏置锁相环发信机适合于对这个问题提供灵活的解决方法。

由VC0驱动的功率放大器，PLL上的环路滤波器将是一个低通滤波器用来减小由正交调制和发信环路内其它方块所产生的噪声。

因此，噪声指标仅与发信VCO的相位噪声有关。

虽然这些技术要求相当荷刻(在20MHz处小于—157dBc／Hz)，既要高输出功率VC0，又要带有规定的相位噪声性能。

另外，由VC0直接驱动功放，要产生一个恒定包络信号，以减小功率放大器内的寄生调幅和调相。

因此，在功放输出端只需要一个简单的抑制谐波的滤波器即可。

图1中所示滤波器对于防止由下变频混频器以及正交调制而产生的谐波产物是必须的，这些方框当由发信PLL上取样时将其提升至所需发送的频谱。

采用偏置锁相环发信电路组成双频发信机是一目了然的。

利用一个频段开关转换发信VC0允许在双频结构框图中不增加外接滤波器。

加到下变频混频器的射频本地振荡频率必须按频率计划选定。

3。

2双频接收机结构方框
在接收机方面，从一个单频接收机到一个双频接收机没有根本的变化。

自然，在接收机的输入需要一个或多个频段选择滤波器，以衰减带外阻塞信号(0dBm)，从而增加了总的滤波器的数目。

显然，为了消除附加的外接滤波器过多的弊病，采用直接变频接收机是一种完善的解决方法。

但这可能是不可靠的，因为在GSM系统中很少有直接变频接收
机的存在。

问题变为寻找好的解决方法来对付自混频(直流参差)，自动增益控制，动态范围和噪声／灵敏度等议题。

为人所了解的、典型的双变频和三变频接收机具有良好的接收性能，对于双变频和三变频接收机共享接收机中频部分是可能的，因而也分享了不同频段所需的滤波器。

这样的方框限制了接收机中频部分的花费，可与单频段接收机相比较。

自然，在双频和三频接收机中输入到射频混频器的射频本地振荡频率也应按频率计划选定。

4 全球通用单片GSM收发信机结构
通过以上讨论可知，适用于三频段的GSM芯片可由偏置锁相环构成的发信机和接收输入端带有三组频段选择滤波器的双变频接收机构成。

问题在于如何规划频率，使这三个频段共用同一个频率合成器和中频声表面波滤波器。

为满足上述要求，通常采用可于各频段间切换的射频VC0，但这样一来增加了VC0的成本，况且这样的VCO难以集成。

基带和射频的接口有多种，为了与现有的基带处理芯片相配合，LMX3411的接收和发信均提供标准IQ接口。

4．1 接收机构成
采用三个频段同一中频的超外差接收机。

由相同的中频，可以推算出各个频段的射频本振范围。

如果选择一个较低的中频，则对GSM1800为高外差而对GSMl900频段为低外差，可以共用射频本振。

GSM900频段的本振信号可以通过二分频在芯片内实现。

这将使射频本振范围很有限，同时该中频频率为50—100MHz 之间。

如此低的中频频率将导致接收机出现半镜频(HP2)和三分之一镜频问题(半镜频是RF和LO的二次谐波相混产生的寄生中频，例如2LO—2RF＝IF．它也可能由中频输出端的非线性二次谐波所产生，例如2x(LO—RF)＝2x(1／2IF)。

1／3
镜频也可同样推知)。

即对于GSMl800的75MHz带宽，半镜频会落人接收通带。

而前端滤波器对此信号(—23dBm)无法抑制，若没有很高的IIP2，将使接收机阻塞。

另一个显而易见的解决办法是，用GSM900和GSMl800／GSM1900频率间隔的大约一半作为中频。

GSMl800／GSMl900为低外差，GSM900为高外差。

这样中频将为450MHz左右，如此高的中频难以控制声表面波滤波器的温度漂移(现有SAW 滤波器对300MHz以上频率温度漂移较大)。

而加宽滤波器又将以降低选择性为代价。

同时前端滤波器必须使GSM900和GSM1800／GSM1900之间有很高的隔离度。

假设接收机工作于GSM900频段，如果GSM1800频段的镜频泄漏并偶合进来，此信号也将被混至工作信道并最终影响微弱的接收信号。

基于以上讨论，接收中频定于200—300MHz之间。

这样一来带通滤波器将对半镜频有充分的衰减，声表面波滤波器也会有很好的信道选择性和稳定的温度系数。

这样，三个频段共用同一频率合成器，本振频率范围最小为
185MHz(1990—1805MHz)。

GSM900频段的本振可由GSM1800／GSMl900频段本振分频得到。

当中频选择在200MHz附近时，接收机可以有多种选择。

一种常用的解决方法是在转换IQ帧以前将中频降到更低频率，这种方法将增加第二级混频器及电流消耗。

同时第一混频器必须是镜像抑制混频器，而且中频声表面波滤波器必须有很好的选频特性。

因此最好的办法是直接将第一中频转换至IQ基带。

接收机的动态范围也要保证。

接收机必须满足90dB的动态范围的要求(102—15dBm)，接收信号强度指示要很准确，也就是说接收机增益必须精确。

除了总体动态范围以外，接收机必须提供足够的瞬时动态范围以适应时隙内以及时隙间的信号衰落。

瞬时动态范围通常是由基带处理器内的A／D转换器来定义。

典型的基带处理器提供10比特A／D转换器。

为使A／D转换器的动态范围得到充分的利用，接收机必须提供精确的用于电话AGC算法的可编程增益。

图2为一个GSM接收机内AGC算法的典型应用。

区域内接收机增益为恒定值。

除非遇到最坏衰落使A／D转换器的输入信号超出其最大允许电平，否则增益将保持恒定。

A／D转换器信号输入点定为低于满幅度20dB。

由区域二可以看出，
当信号电平增加时，必须减少接收机增益(以使输出电平接近恒定)。

当接收机增益不能减少时(区域三)，信号电平将不断加大直至A／D转换器饱和。

对于上述所选定的接收机结构，增益改变可以在中频或基带部分实现。

两种方法各有特点。

改变中频放大器增益，直流偏置问题可以通过交流偶合来解决。

但是，这提高了中频表面滤波器的要求。

因为中频声表滤波器对阻塞信号的衰减有限，如果阻塞信号很强，抑制不充分，它们会使中频放大器饱和。

如果将主要的增益控制放在基带部分，须在基带放大级前加入简单的低通滤波器。

此滤波器的作用在于放大前对阻塞信号进行衰减，使接收机不会因此饱和。

但是这种方法对直流偏置很敏感。

因为主要增益存在于基带部分，任何直流偏置的引入都将和工作信号同时被放大。

然而简单的直流偏置补偿电路就可以解决这个问题。

所以后一种方案是最佳选择，因为中频声表滤波器的价格可以较低。

4．2发信机结构
图1所示的偏置PLL结构要求下变频器的输出频率和正交调制器的频率一致以满足功率放大器的输入信号频谱要求。

因为中频频率合成器的频率变化范围有限，所以射频频率合成器必须覆盖所有三个频段。

用调制合成器结构取代传统的偏置锁相环不仅保留了后者的所有优点而且使频率规划更加灵活。

调制合成器结构如图4所示：
通过在反馈支路中加入正交调制器，使宽带锁相环的输入为等幅载波信号。

这一特点可以使R记数器和N计数器在所须的调制下改变分频比。

具备这一功能使设计一个全球通用GSM收发信机的灵活性得到极大的提高。

4．3 频率规划
频率规划的目的是通过使用同一个单频段射频VC0来定义一个可覆盖所有三个频段的通用GSM收发信机，在缺省状态下该收发信机也可工作于传统的双频段。

经过以上分析，选择靠近250MHz中频的双变频接收机。

中频本振频率为二倍中频。

这使得中频本振为500MHz附近，避免了中频频率合成器信号泄露到中频放大器，导致混频器的大直流偏置输出。

在GSMl800／GSMl900频段因采用高
外差，射频频率合成器的范围在2050--2250MHz之间。

在GSM频段则通过三分频器产生低外差所需本振。

在发信机中，由于使用同一发信射频本振，使下变频混频器的发信中频范围为349--465MHz(GSMl800)，200—340MHz(GSMl900)。

在宽带锁相环中，通常希望比相频率较高以保证低分频比从而降低锁相环带内相位噪声(当引入一个正弦基频输入时，在环路内，它必须优于—223dBc／Hz)。

中频本振若为500MHz附近，可能的比相频率为接近250MHz(除2)，167MHz(除3)，125MHz(除4)。

在已经验证的发信中频频率中，可选择除3或除4来实现。

GSM900的发信机中，可选择分频比为2或4，这样中频范围将为145—210MHz 或353-367MHz。

若分频比为2，比相频率为167MHz左右，若分频比为4，比相频率为125MHz左右。

要注意的是在发信频率规划中留出一些裕量，使得在收发间改变中频频率成为可能。

在收或发状态下，当混频器由高外差转为低外差时，输入输出端口的I／Q 信号交换会很有用。

这一功能通常由基带处理来实现，但也可于收发信机内直接实现。

4．4 应用实例
上述用单一芯片实现的收发信机结构采用0．5μmBiCOMS技术，封装形式为81脚GABGA封装；接收机内含三个外部LNA的偏置电路。

该偏置电路提供最佳偏置状态，使PCB设计更加灵活。

两个并行的射频混频器将所需信号混至中频。

其中一个用于GSM900，另一个用于GSM1800/GSM1900。

这使两个频段间有效隔离，且简化了匹配设计。

接收机中频部分通过可变换增益的中频放大器来驱动解调器(混频器)得到IQ输出。

该中放确保在小信号时的低噪声系数，大信号时的高压缩点。

每个混频器后依次是低通滤波器和1dB分辨率的可控增益放大器。

随后的选择器对发信和接收时的IQ信号进行切换。

如果基带信号处理器不支持IQ交换，可通过该选择器来实现。

自动直流偏置补偿电路可于每个接收时隙前被激活以消除差分输出的固有偏差。

发信机的下变频器为三个频段所共用。

正交调制器输出端的低通滤波器用于滤除中频高次谐波并针对不同中频选择不同带宽。

宽带锁相环具有可变分频器和标准鉴相器，比相频率可高于200MHz。

在此芯片内还集成了射频锁相环以满足GSM快速锁定和低相位噪声的要求。

中频频率合成器则完全集成于芯片内，只须接入外部槽路的两只电感和无源环路滤波器即可。

内部的13MHz晶振的正弦波输出提供基带处理芯片和两个频率合成器所需
参考时钟。

通过对可编程电容阵列的调整，可以缩小手机自动频率控制的调整范围。

晶振电路的电源也由独立的LD0提供，以降低由于功放或模块上其它电路造成的牵引。

芯片的控制通过MICROWIRE来实现，高电平可低至1．8V。

芯片还提供四根可编程逻辑输出片脚，用于控制片外离散电路。

图5为收发信机的应用框图。

5 实验结果
该芯片经过了单片测试及全球GSM的系统测试。

在测试中使用了外部单频段的射频VC0和双频段的发信VC0。

射频锁相环和发信锁相环的充电泵均工作于4．6V，其余电路工作于2．8V。

图6为发信VC0输出的典型频谱。

发信过程中，当射频频率合成器的锁定时间约为250μS时，均方根相位误差约为三度。

射频
频率合成器的相位噪声决定了均方根相位误差，所以若增加锁定时间可以接受，相位误差就可以减小。

6 结论
，以上介绍了单一芯片的全球通用GSM收发信机。

对GSM收发信机应用的必要条件也做了简单讨论。

基于这些要求，通过改变结构在设计全球GSM射频中达到最低成本的方案也已完成。

本文给了一个优化的射频收发信机芯片的详细描述，同时提供了主要测试结果。

可以看出只需增加前端带通滤波器就可以实现完整的全球G5M收发信机接收机。

LMX3411全球GSM收发信机芯片已经可以获得，可用于GPRS多时隙的class12优化版本也将于今年第三季度发布。