电压环与电流环设计报告.doc
电压电流双闭环控制逆变器并联系统的建模和环流特性分析
[U ref1 ( s )( K P1 + K I1
s ) K1 + I H ( s ) ]Go1 s ) K 2 − I H ( s ) ]Go2
(4)
[U ref2 ( s)( K P2 + K I2 =
1 + ( K P1 + K I1 s ) K vf1 K1Go1
1 + ( K P2 + K I2 s ) K vf2 K 2 Go2
出的有功功率之差主要取决于输出电压的相位差 输出的无功功率之差主要取决于输出电压的幅值 差 因此 通过改变各逆变模块输出电压幅值来控 通过改变输出电压相 但文献 [5]提出了 输出 到 制各模块输出无功功率平衡 完全相反的研究结果
u vf 为反馈电压
压反馈系 数 KP K I 为 PI 调节器的比 例 和积分系 数 i ref 为电流 给 定 数 iL 为电感电流 K 为电流环 放 大 倍 Go 为输出滤波电 容 C f 与负载并联的 传递函数
Xiao Lan 1 1 2 Abstract Zhejiang University Li Rui 2 Nanjing China 210016 China 310027 Nanjing University of Aeronautics & Astronautics Hangzhou
Traditional power difference based paralleling control technology of inverters is evolved
素的电压电流双环控制逆变器单模块系统电路模 在此基础上分析了并联系统输出电压幅值 无功功率之间的关系 位与输出有功 值 应用等效输
出阻抗和求解微分方程两种方法推导出输出电压幅 相位与输出有功 无功功率之间的定量关系 并进行了仿真和实验验证
逆变器电压电流双闭环控制系统设计
逆变器电压电流双闭环控制系统设计余裕璞;顾煜炯;和学豪【摘要】逆变器在可再生能源发电中作为连接能量输入与输出负载的装置,发挥着重要作用,采用合适的控制系统可以得到满足后端电能质量需求的电能.针对电压单环控制调整滞后的缺点,补充中间电流反馈环节以提高控制系统的工作频率.比较了电感电流内环与电容电流内环反馈系统的区别,选取负载抗扰动性能更强的电容电流反馈系统,该控制方案对一般及整流性负载的干扰同时具有较强的平抑能力.针对输出电压及电感电流在数学模型上的交叉耦合作用,通过耦合信号前馈削弱其对控制系统的影响.提出一种基于“模最佳”的整定方法,对调节器的参数进行设计,最终利用仿真验证了所提设计方案的有效性.【期刊名称】《电力科学与工程》【年(卷),期】2019(035)003【总页数】7页(P1-7)【关键词】逆变器;双闭环控制;前馈解耦;模最佳【作者】余裕璞;顾煜炯;和学豪【作者单位】华北电力大学能源动力与机械工程学院,北京102206;华北电力大学能源动力与机械工程学院,北京102206;华北电力大学能源动力与机械工程学院,北京102206【正文语种】中文【中图分类】TM7120 引言可再生能源在能源安全、能源总量、能源可靠性、环境无污染等方面均优于传统化石能源[1～3]。
微电网技术是利用可再生能源的主要方式之一[4～6]，“就地采集、就地使用”减少了中间环节的损耗，提高能量利用率。
逆变器是微电网中用于电能转换的主要装置[7]，保证微网运行可靠性。
逆变器的控制方案不局限于一种[8,9]，主要根据其运行目标确定。
在离网运行方式下其运行目标是维持母线电压和频率的恒定，保证负荷的电能质量需求,并网模式下运行一般要求输出给定的有功和无功[10]。
逆变器控制早期采用输出电压瞬时值反馈的单环控制，可以在一定程度上抑制负载的扰动，调节输出电压的波形，但是负载发生较大变化时输出电压畸变严重，其动态响应慢导致电压畸变调整时间长，不利于负载的正常工作。
直流电动机双闭环调速系统设计
1 设计方案论证电流环调节器方案一，采用PID调节器，PID调节器是最理想的调节器，能够平滑快速调速，但在实际应用过程中存在微分冲击，将对电机产生较大的冲击作用，一般要小心使用。
方案二，采用PI调节器，PI调节器能够做到无静差调节，且电路较PID调节器简单，故采用方案二。
转速环调节器方案一，采用PID调节器，PID调节器是最理想的调节器，能够平滑快速调速，但在实际应用过程中存在微分冲击，将对电机产生较大的冲击作用，一般要小心使用。
方案二，采用PI调节器，PI调节器能够做到无静差调节，且电路较PID调节器简单，故采用方案二。
2双闭环调速控制系统电路设计及其原理综述随着现代工业的开展，在调速领域中，双闭环控制的理念已经得到了越来越广泛的认同与应用。
相对于单闭环系统中不能随心所欲地控制电流和转矩的动态过程的弱点。
双闭环控制那么很好的弥补了他的这一缺陷。
双闭环控制可实现转速和电流两种负反应的分别作用，从而获得良好的静，动态性能。
其良好的动态性能主要表达在其抗负载扰动以及抗电网电压扰动之上。
正由于双闭环调速的众多优点，所以在此有必要对其最优化设计进展深入的探讨和研究。
本次课程设计目的就是旨在对双闭环进展最优化的设计。
整流电路本次课程设计的整流主电路采用的是三相桥式全控整流电路，它可看成是由一组共阴接法和另一组共阳接法的三相半波可控整流电路串联而成。
共阴极组VT1、VT3和VT5在正半周导电，流经变压器的电流为正向电流；共阳极组VT2、VT4和VT6在负半周导电，流经变压器的电流为反向电流。
变压器每相绕组在正负半周都有电流流过，因此，变压器绕组中没有直流磁通势，同时也提高了变压器绕组的利用率。
三相桥式全控整流电路多用于直流电动机或要求实现有源逆变的负载。
为使负载电流连续平滑，有利于直流电动机换向及减小火花，以改善电动机的机械特性，一般要串入电感量足够大的平波电抗器，这就等同于含有反电动势的大电感负载。
三相桥式全控整流电路的工作原理是当a=0°时的工作情况。
关于电力操作电源两种控制方式的比较doc-关于电力操作电
关于电力操作电源两种控制方式的比较doc-关于电力操作电引言开关电源是一个闭环的自动操纵系统，开关电源的操纵环节的设计是其设计的重要组成部分。
其常用的设计步骤是对主电路建立小信号模型，作出开环波特图，然后按照性能指标要求，运用经典自动操纵理论，设计校正系统，使系统具有良好的稳态和暂态性能。
专门多研究者对开关电源的操纵系统进行了分析[1][4]。
应用在电力领域的开关电源一样要求能工作在恒压和恒流两种模式，在操纵上有两种常用的实现方式：一种是采纳并联式双环操纵，在系统中建立两个独立的电压环和电流环。
这种操纵方式简单稳固，容易设计，稳固时只工作在某个单环操纵下，两个操纵环可不能互相干扰，能够保证专门好的恒压和恒流精度。
另一种是采纳串级式双环操纵，当系统工作在恒压模式下时是用双环操纵，工作在恒流模式下是用单环操纵。
电力操作电源一样为并联工作的模块式电源，在这种并联运行的电源中限流特性十分重要，否则当一台模块退出工作时，其它模块会因不能及时限流而引起连锁反应，相继爱护退出工作。
另外，从操纵的角度来讲，减小运行参数对操纵系统稳固性的阻碍，增强系统的鲁棒性是专门重要的。
本文通过对两种操纵方式进行建模分析，对两种操纵方式的限流速度和操纵稳固性进行了比较，并通过实验得到了验证。
2两种操纵方式分析21并联式双环操纵方式这种操纵方式电路原理图如图1所示，使用两个并联的单环分不实现电路的恒压和恒流功能，电压环PI调剂器输出和电流环PI调剂器输出均通过一个二极管接到三角波比较器的正输入端，电路工作时，若电压环PI调剂器输出UV1小于电流环PI调剂器输出UC1，则DV1导通，电路工作在电压环操纵模式；反之DC1导通，电路工作在电流环操纵模式。
这种操纵方式下，在稳固工作时，电压环和电流环只有一个环在工作，可不能互相干扰。
而且单环操纵的设计和分析都相图1并联式双环操纵方式的电路原理图图2电压环单环操纵模式下的电路方框图图3电流环单环操纵模式下的电路方框图图4电压环单环开环波特图图5电流环单环开环波特图对简单。
基于电压电流双环控制的数字PFC电路设计研究
基于电压电流双环控制的数字PFC电路设计研究作者：杨运峰高文根何睿来源：《赤峰学院学报·自然科学版》2019年第04期摘要：设计了一种基于TMS320F28335型DSP处理器的电压电流双环控制的数字PFC电路，重点研究了电压电流双闭环数字控制回路的设计，给出了具体PI参数计算例程，最后在Matlab/Simulink中建立了该双闭环控制系统的仿真模型，并对其结果进行了研究分析.关键词：数字PFC;双环控制;PI参数中图分类号：TM13;TM461; 文献标识码：A; 文章编号：1673-260X（2019）04-0024-04 引言传统的功率因数校正技术（PFC）主要通过模拟控制实现，该方法虽然成熟可靠但随着开关电源逐步朝着高頻化小型化发展，模拟控制方式带来的器件多，控制复杂等缺点逐渐显现[1-2].如今随着数字控制的不断发展，越来越多的电力电子装置开始使用数字处理器（DSP）控制方式，它具有体积小、控制外围电路简单、控制方式灵活等优点.TMS320F28335具有150MHz的高速处理能力，具备32位浮点处理单元，用户可快速编写控制算法而无需在处理小数操作上耗费过多的时间和精力，与前代DSP相比，平均性能提高50%[3].文章阐述了基于DSP的功率因数校正电路的原理，以Boost-PFC电路拓扑结构为例实现数字控制PFC电路的参数计算，元器件的选型，和作为数字实现功率因素最重要的环节即电压电流双环控制的PI参数整定，最后通过仿真验证了系统设计的准确性.1 数字PFC电路结构与工作原理该PFC电路的主要组成部分由以下几个部分组成，分别是单相桥式不控整流电路，单相Boost升压电路，DSP处理器构成的控制电路，以及信号调理与检测电路.PFC电路想要实现高功率因数它的基本思想是当交流电经过单相不控整流电路后得到的整流电压电流作为整个PFC 系统电路的输入电流电压，这个得到的电压电流经过后续的 Boost型DC/DC变换电路之后，通过在DSP中使用相应的控制方法使得该电路输入的电流信号能够自动的跟随输入电压信号，即实现了电压电流的相位同步，达到提高功率因数的目的，如果要使得输出直流电压很稳定则必须对的电路进行闭环控制.2 单相PFC的控制策略本次设计PFC电路采用电压电流双环控制模式，其具体工作过程如下：输出的参考电压信号Ud*和经过PFC电路之后的输出电压Ud信号两者送到一个电压PI控制器，经过PI比较处理环节得到的信号我们把它作为是电感电流的大小参考信号Vg，这个电流参考信号Vg与整流后的输入电压信号Vs经过一个乘法器，通过乘法器能够使电流获得与输入电压相同的相位，其中电压环PI控制器由于含有积分器有助于消除稳态误差，整流之后的输入电压信号主要能够为电流参考信号提供相位支持，使得电感电流能够得到与电压信号两者具有相同的相位（相位相同，幅值虽然不同可以通过后续的控制算法来调整）[4].而这个信号即作为为电流环的电流大小参考命令IL*，同时将采样后的真实的电感电流信号IL与电流参考信号IL*经过一个电流PI控制器环节后得到的比较信号与DSP控制器的PWM比较单元产生一定的频率相同但是占空比大小不同的PWM脉冲序列信号从而控制电路的开关管开通与关断，以此来不断地调整开关通断时间使得实现电流跟踪电压相位达到功率因数为1的目标.3 主电路参数设计计算由于在开关电源电路中电感占据最重要的地位，电感的设计也最为复杂，我们可以通过以下几个步骤来设计.3.1 确定电感的大小（1）首先确定输入电流峰值的最大值：当输入电压最小时，输入电流的峰值能达到最大值，同时考虑到电源效率为92%（PFC变换器及DC/DC变换器的效率分别为96%）.（2）电感中纹波电流峰峰值.电感电流的峰峰值选取一般工程设计上取经验值，PFC电路的升压电感最大峰峰值可取PFC电路输入电流大小的20%.（3）计算占空比当输入的电流峰值最大时的占空比为：（4）计算电感量：根据以上公式可以并确定电感量为1.2mH.3.2 输出电容的选择PFC Boost电路的整流输出电压为2倍工频纹波，其纹波大小由输出电流和输出电容Co 决定，一般来说根据3W选取的原则即PFC输出功率的3倍值来选取输出电容的大小，通过计算可以取输出电容Co=1000μF.3.3 功率开关管的选择由于在本电路设计中PFC变换器的开关管开关频率设定为80KHz，所以功率开关管类型选择MOSFET.且此开关管的耐压值要大于PFC电路的输出电压，至少留有1.5倍电压裕量，开关管的额定电流大于PFC电感电流并且留有1.5倍的安全裕量.3.4 快恢复二极管的选择开关管关断时会使得二极管承受极高的反向电压，为了防止二极管被这个反向电压击穿所以在选择二极管时要考虑到快恢复特性，防止大的灌电流对开关管造成损坏二极管要承受反向输出电压故其额定电压要大于电路的输出电压，输出电流为1.5的电感电流IL裕量左右.4 控制回路设计在PFC数字控制回路中包含了两个环路;其中内环构成了电流环，PFC的电流内环的两个输入是经过电压外环之后的参考电流信号IACref和实际检测到的电感电流的信号IAC.其中电流环通过电流PI控制器的作用产生控制输出信号与DSP内部比较单元发生比较后得到控制开关管开通与关断的频率相同占空比不同的PWM脉冲信号，通过电流环的调节作用这样使得实际的电感电流IAC能够跟随参考电流IACref[5].与电压环相比，由于作为PFC电流内环，故其电流环应具有较快的响应速度，使之能够快速的让输入电流信号跟踪输入电压信号的相位，所以PFC电流内环的带宽应更高，这样才能准确无误的跟踪两倍于输入电网电压频率的半正弦波形.上图中外环构成PFC电路的电压环，其中电压外环的两个输入信号分别是用户输入参考电压信号VDCref和检测到的PFC输出直流电压信号VDC.电压PI控制器用于通过比较计算后产生控制输出误差信号，这样无论PFC输出端的负载电流IO和输入端电网的供电电压VAC 发生怎样的变化，其输出端直流母线电压VDC都将通过电压环的反馈调节从而保持稳定.由电压PI控制器产生电压误差控制信号作为电流内环的参考信号IACref.4.1 电流环PI控制器设计在本次PFC功率因数校正电路设计中设计电流环控制器时其电流环带宽选择8K，这样电流能够较好的跟踪经过整流电路之后的频率为100Hz或者120Hz的半波正弦输入电压，根据到单片机在进行数字采样计算时会有延时误差等数字延时的考虑，故在这里对PFC电流PI控制器的“零点”进行配置，因此对于相位交点频率为8kHz情况，电流环“零点”配置在远小于该频率处以避免数字延时，故本文中电流PI控制器的零点选择800Hz.在设计电压电流环路时需要确定框图中K1K2K3的系数，计算公式给出如下：4.2 电压环PI控制器设计在开关电源等电路设计时，我们在设计电压环控制器时电压环带宽一般选择为电网电压频率的1/10，在本设计中由于整流之后電网电压频率为100Hz，所以在这里我们选择电压环的带宽为10Hz，在该处此时电压环的带宽远小于100Hz或120Hz的电网电压输入频率，这样做的好处是能够明显的消除直流母线电压中的谐波干扰，对于提高系统稳定性有极大的帮助.在设计电压PI控制器的零点时选择其与电压环的带宽相同，考虑到单片机在采样时会有延时，所以在电压环带宽为10Hz时数字延时不是那么明显.有利于保证采样的准确性.其中Zfcv为负载的输出等效阻抗，该负载输出阻抗等效了PFC电路输出滤波电容，PFC 输出负载阻抗的两者并联组合，通过等效负载输出阻抗参数来反应电压环的精确性.5 系统仿真本文通过在MATLAB仿真软件上针对以上算法进行了仿真，PFC电路交流输入为220V，峰值输入电压为90V-265V，电压频率为工频50Hz，开关管的开关频率为80kHz，实验仿真如以下图，图5显示的是电路经过PFC后可以看出电流能够跟踪电压相位，使得功率因数接近于1达到了设计的目的.图6显示的是输出电压波形，其值大小稳定在410V，符合设计要求.6 结论本设计针对目前模拟控制方式PFC电路的各种缺点，提出了一种基于DSP数字控制方式的PFC电路的主电路参数设计以及控制回路的PI参数设计，最后通过仿真验证了设计的可行性.参考文献：〔1〕王跃林，申群太.基于DSP数字控制的Boost-PFC系统的设计[J].通信电源技术，2007，24（6）：73-75.〔2〕文雪峰，佃松宜，邓翔.基于数字双环控制的功率因数校正控制算法[J].电力系统自动化，2014，38（3）：36-40.〔3〕丁凯.基于DSP的三电平PWM整流器的控制策略研究[D].东南大学，2015.〔4〕陈倩玉.ZVS半桥三电平充电机控制策略研究和实现[D].电子科技大学，2016.〔5〕张亚州.浅谈有源功率因数的校正及有源滤波技术的研究[J].建筑工程技术与设计，2017（20）.。
电流电压转换电路模拟电路课程设计
电流电压转换电路模拟电路课程设计Last updated on the afternoon of January 3, 2021电流/电压转换电路一． 实验目的掌握工业控制中标准电流信号转换成电压信号的电流/电压变换器的设计与调试。
二． 实验原理在工业控制中各类传感器常输出标准电流信号4~20mA ，为此，常要先将其转换成±10V ；的电压信号，以便送给各类设备进行处理。
这种转换电路以4mA 为满量程的0%对应-10V ；12mA 为50%对应0V ；20mA 为100%对应+10V 。
参考电路见图3-20-1所示。
图中A 1运放采用差动输入，其转换电压用电阻R 1两端接电流环两端，阻值用500Ω，可由二只1K Ω电阻并联实现。
这样输入电流4mA 对应电压2V ，输入电流20mA 对应电压10V 。
A 1设计增益为1，对应输出电压为-2V~-10V 。
故要求电阻R 2,R 3,R 4和R 5+R W 阻值相等。
这里选R 2=R 3=R 4=10K Ω；选R 5=Ω，R W1=2K Ω。
R w1是用于调整由于电阻元件不对称造成的误差，使输出电压对应在-2V~-10V 。
变化范围为-2-（-10）=8V.而最终输出应为-10V~+10V ，变化范围10V-(-10V)=20V ，故A 2级增益为20V/8V=倍，又输入电流为12mA 时，A 1输出电压为-12mA×=-6V.此时要求A 2输出为0V 。
故在A 2反相输入端加入一个+6V 的直流电压，使A 2输出为0。
A 2运放采用反相加法器，增益为倍。
取R 6=R 7=10KΩ，R 9=22KΩ，R W2=5KΩ，R 8=R 6ΩK 71.0=1.3+52.612=I +I V V 12=R 3RW Z Z 10中12V 为电路工作电压。
R W2用于设置改变增益或变换的斜率(4mA为-10V，20mA为+10)，通过调整R W2使变换电路输出满足设计要求。
电压环与电流环设计
控制电路设计一、电流环的设计电流环的设计核心是控制主电路上电感电流的平均值，使它处于稳定状态，根据主电路与设计思路得电流控制环的系统框图如下：IL其中Vcv 为电压环的输出电压（即系统的参考电压），Vs 为锯齿波的幅值，IL 为电感上的电流，K1为采样的放大倍数。
设置PI 为单零点—单极点补偿网络。
如下图所示：因为系统的开关频率为100KHZ ，为了避免开关频率对控制环路的影响，穿越频率fci 必须远远小于开关频率，当然为了对系统动态响应的速度，我们希望fci 越大越好，在一般的开关电源中，fci 都小于开关频率的1/10，此处我们设置为开关频率的1/10，即10KHZ 。
补偿网络的传递函数为：211111()R C S G s R C S +=, 由系统框图可以得系统的开环传递函数为：21211(1)11()1S R C S G S K R C S V SL+=， 式中：Vs=5V ；L=15uH;K1=1/100; S=jw;代入上式，当fci=10KHz 时，2()G S =1，令补偿零点角频率1211w R C =在fci/2处，即1211w R C ==5KHz ，经计算得11R C =62.710-⨯,21R C =4210-⨯,所以21R R =74，令1R =1K ，得2R =74K ，1C =2.7 nf, 代入得开环传递函数为：2245000()/10S G S S -+=，经MATLAB 画出BODE 图如下：从上图可以看出，在(1/2)fci 频率处，开环传递函数的斜率由-40dB 变成-20dB ，可以达到较快的动态响应，由于传递函数以-20dB 的斜率穿越0dB 线，也可以获得足够的相位裕量（64度）。
同时由于从0Hz~(1/2)fci 之间，开环传递函数以-40dB 斜率衰减，可以获得很高的静态增益，从而使得静态误差非常的小。
根据乃奎斯特环路稳定性判据，系统是稳定的，设计也合理。
电力电子课程设计报告
电力电子课程设计报告采用双PWM控制的风力发电并网变流器时间：2011年6月目录摘要 (3)第0章绪论 (4)0.1.课程设计要求 (4)0.2.风力发电并网系统简介 (4)0.3.课程设计流程 (5)第1章主电路选型 (6)1.1整流电路选型 (7)1.2后级变换电路选型 (8)第2章主电路有源器件参数计算 (11)2.1主电路开关器件选择 (11)2.1.1智能功率模块 MIG50Q201H 简介 (11)第3章主电路无源器件参数计算 (14)3.1直流电压的确定 (14)3.2交流侧电感的选择 (14)3.3直流侧稳压电容选择 (15)第4章有源电路的驱动、保护原理设计 (16)4.1有源IPM驱动电路设计 (16)4.2IPM 驱动电路设计 (18)4.3保护电路设计 (19)第5章控制、检测电路原理设计 (21)5.1控制电路设计 (21)5.1.1基于TMS320F2812 控制电路的设计 (21)5.1.2TMS320F2812 的主要特点 (22)5.1.3基于TMS320F2812 的控制电路板的设计 (23)5.2信号检测电路设计 (25)5.2.1电网电压相位过零点检测电路 (25)5.2.2直流母线电压检测 (26)5.2.3电流检测电路 (28)第6章散热设计 (30)6.1散热基础设计 (30)6.2IGBT散热计算 (32)第7章仿真 (33)7.1设计技术参数及要求 (33)7.2系统仿真设计 (33)7.3仿真结果 (34)第8章参考文献 (37)摘要随着全球能源危机和环境污染的日益严重，风能和太阳能作为当前最理想的绿色能源越来越受到各国的重视。
但是由于风力发电的波动性和分散性，如果直接并入电网会对电网产生冲击，所以必须使风力发电的输出电压稳定在一定的电压和频率值之后才能并入电网，实现柔性并网。
解决这一问题的核心就是风力发电并网变流器。
在本次课程设计中，我们组设计了双PWM脉宽调制技术控制的并网变流器。
开关电源控制环路设计(初级篇)
Powering the Future
环路稳定性判据
根据奈奎斯特稳定性判据，当系统的相位裕量大于0度时，此系统是稳定的。
准则1：在穿越频率处，总开环系统要有大于30度的相位裕量； 准则2：为防止-2增益斜率的电路相位快速变化，系统的开环增益曲线在穿越频率附近 的增益斜率应为-1（ -20db/10倍频程) 准则3: 增益裕量是开环系统的模的度量，该变化可能导致曲线刚好通过-1 点。一般需 要6db的增益裕量。
Powering the Future
设计实例-步骤3：确定穿越频率和补偿器的类型
根据采样定理，穿越频率(fc)必须小于开关频率的1/2,但实际上穿越频率必须远小于开 关频率的1/2,否则在输出中将会有很大的开关纹波。这里开关频率为200k,我们选择穿 越频率20KHz（1/10开关频率）。 因为fpo<fzo< fc <fs/2，我们选择Type II型补偿器.(可对照上一页分析原因)
由输出滤波电感和电容引起的双极点：
fpo
1 3 1.868 10 2 L C
由输出电容RSR引起的零点
fzo
1 3 4.019 10 2 ESR C
从右边的曲线中，我们可以计算出电压环的穿越频率： 然后还可以计算出电压环的相位裕量：
问题：到目前为止开环系统已经是稳定的， 还需要设计环路吗？
极点2
议程
1、环路和直流稳压电源的关系 2、与环路相关的基本概念 波特图，环路稳定性判据，传递函数，零极点 3、常用的补偿控制器 PI,Type II,Type III控制器 （s域的传递函数，波特图）
4、模拟环路设计流程 4.1 收集系统参数（输入电压，输出电压，输出电感电容，开关频率等） 4.2 确定功率级的零极点 4.3 根据4.2环节确定该选用何种补偿控制器 4.4 确定补偿控制器的参数
万用表设计实验报告 (2)
万用表设计实验报告姓名：学号：1110190219时间：2013/4/20指导老师：徐行建任务单：070号任务单：070号一、已知参数：1．每人的任务条(每人不同，最后将任务条并设计作业一齐订好上交！) A．直流电流档的引入电流0.20mA(每人不同)B．测量机构总阻值（内阻+附加电阻=电阻Rg =3.2KΩ，每人不同）2．公共参数(每人相同)A. 测量机构的电流灵敏度：满刻度电流I S= 50μA B．DC．A：：2.5级1mA 10mA 5AC．DC．V：：2.5级 2.5V 10V 250V输入阻抗为：1 / I S D．AC．V：5.0级D10V 50V 250V 1000V 输入阻抗为；4KΩ/ v 整流系数为：0.441，二极管正向电阻为：600Ω交流调节电阻为2 K～3KE．DΩ．：2.5级×1 ×10 ×100 （扩展量程×1K）电阻中心值：22Ω工作电池：1.6～1.2V二、各量程的元件参数设计：1．DC. A 量程的元件参数设计和分电路调试图：(1)DC.A量程的元件参数设计。
设计一个多量程环形分流式直流电流表，如下图。
设表头内阻为Rg，电流灵敏度为Ig，扩大的电流量程为I1、I2、I3、I引，计算各分流电阻R1、R2、R3、R4。
1）当电流为I引时，Rs=R1+R2+R3+R4=Ig*Rg/（I引－Ig）=0.00005*3200/(0.0002-0.00005)=1066.67Ω2）当电流为I3时，R1+R2+R3=Ig*(Rg+Rs)/I3=0.00005*(3200+1100)/0.001=213.33Ω3）当电流为I2时，R1+R2=Ig*(Rg+Rs)/I2=0.00005*(3200+1100)/0.01=21.33Ω4)R1=Ig*(Rg+Rs)/I1=0.00005*(3200+1100)/5=0.0427Ω由2）3）4）可得R2==21.257ΩR3=192Ω5）R4=Rs-(R1+R2+R3)= 853.34Ω（2）DC.A量程的分电路调试图：2．DC．V量程的元件参数设计和分电路调试图：（1）DC.V量程的元件参数设计。
电压外环和电流内环的双闭环控制
电压外环和电流内环的双闭环控制
电压外环和电流内环的双闭环控制是一种常见的电力电子控制策略。
在这种控制方式中，电压控制回路外环负责调节电源输出电压的稳定性和精度，而电流控制回路内环负责调节负载电流的稳定性和响应速度。
具体操作过程如下：
1. 外环电压控制：根据电源输出电压与设定值之间的误差，通过控制开关器件的通断来调节电源输出电压。
通常采用PID
控制算法，计算得到控制信号并输出给开关器件，从而实现电压的稳定控制。
2. 内环电流控制：根据负载电流与设定值之间的误差，通过控制开关器件的通断来调节负载电流。
通常也采用PID控制算法，计算得到控制信号并输出给开关器件，从而实现电流的稳定控制。
整个双闭环控制系统可以分为两个环节，外环电压控制和内环电流控制。
外环控制电压，内环控制电流，两个环节通过反馈和前馈相互调节，从而实现对电源和负载的稳定控制。
这种双闭环控制策略可以有效地提高系统的响应速度和稳定性。
外环控制可以防止电压产生较大的波动，保证负载的正常工作；内环控制可以实现对负载电流的精确控制，满足不同负载的需求。
同时，两个环节的相互独立控制还可以减小相互之间的干扰，提高整个系统的控制性能。
总的来说，电压外环和电流内环的双闭环控制是一种常用的电力电子控制策略，可以有效地实现对电源输出电压和负载电流的稳定控制。
毕业设计(论文)-buck变换器双闭环控制仿真研究[管理资料]
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毕业设计（论文）说明书题目：Buck变换器双闭环控制仿真研究系名信息工程系专业自动化学号 6011XXXXXXX学生姓名 XXX指导教师 XXX2015年6月5日毕业设计（论文）任务书题目：Buck变换器双闭环控制仿真研究系名信息工程系专业自动化学号 6011XXXXXX学生姓名 XXX指导教师 XXX职称副教授2014年12月15日一、原始依据（包括设计或论文的工作基础、研究条件、应用环境、工作目的等。
）便携式电子产品的广泛应用，推动了开关电源技术的迅速发展。
因为开关电源具有体积小、重量轻以及功率密度和输出效率高等诸多优点，已经逐渐取代了传统的线性电源，随之成为电源芯片中的主流产品。
随着开关电源技术应用领域的扩大，对开关电源的要求也日益提高，高效率、高可靠性以及高功率密度成为趋势，这就对开关电源芯片设计提出了新的挑战。
其中对于非隔离的DC/DC开关电源，按照电路功能划分，有降压式（BUCK）、升压式（BOOST），还有升降压式（BUCK-BOOST）等。
其中品种最多，发展最快的当属降压式（BUCK）。
我国目前能源紧缺，而电源行业又是一个与能源消耗密切相关的行业，因此我们在设计DC/DC开关电源产品时，转换效率必须作为一个重要的指标加以考虑。
V锂离子电池作为电源的消费类电子产品市场不断扩大，且功能和性能变得更多和更高，对适用于这类产品的BUCK变换器的性能提出了更高的要求。
因此研究BUCK变换器的控制具有重要的理论和现实意义。
二、参考文献[1] 丘涛文. 开关电源的发展及技术趋势[J]. 电力标准化与技术经济，2008，17(6)：58-60.[2] 张乃国. 一种脉冲频率调制型稳压电路的研究[J]. 电源世界，2007，10（4）：21-23.[3] 刘树林，输出本质安全型Buck-Boost DC-DC变换器的分析与设计，中国电机工程学报，2008，28(3): 60-65.[4] 马丽梅，Buck-boost DC-DC变换器的控制，河北工业大学学报，2008，37(4) :101-105.[5] 刘树林，Buck-Boost变换器的能量传输模式及输出纹波电压分析，电子学报，2007，20(5) :838-843.[6] 彭力，新型大功率升降压型DC-DC变换器控制研究,船电技术，1999，3(1) :26-28.[7] 钟久明，Buck-Boost变换器的本质安全特性分析及优化设计西安科技大学硕士学位论文 2006.[8] 高飞，蒋赢，赵小妹等，一种新型Buck-Boost变换器，电力电子技术2010 22(4):50-52.[9] Xu Jianping，Yu circuit model of switches for SPICEElectronics，Letters，1988，，，437-438.[10] Xu Jianping，Yu Juebang，Zeng simulation of switched DC-DCInternational Symposium on Circuits and Systems，1991，，，3032-3026.[11] 王海鹏，王立志，王卓. 基于1394的数据传输电路[J]. 现代电子技术，2009，32(21)：52-54.[12] 王久和. 电压型PWM整流器的非线性控制[M]. 第1版，北京: 机械工业出版社, 2008.[13] 师娅，唐威. 一种电流型PWM控制芯片的设计[J]. 微电子学与计算机，2007，24(8)：145-148.三、设计（研究）内容和要求（包括设计或研究内容、主要指标与技术参数，并根据课题性质对学生提出具体要求。
逆变器电压电流双环控制设计及研究
逆变器电压电流双环控制设计及研究本文针对逆变器的电压和电流控制进行设计和研究，主要包括双环控制策略、控制器设计和实验验证等方面。
1. 双环控制策略逆变器的电压和电流控制可以采用双环控制策略进行设计，即外环电压控制和内环电流控制。
外环控制器输出的控制量为电压参考值，内环控制器输出的控制量为电流参考值。
在外环控制器中，采用比例积分控制（PI控制）策略，控制器的输入为电压误差，输出为电压参考值。
在内环控制器中，同样采用PI控制策略，控制器的输入为电流误差，输出为电流参考值。
双环控制策略能够实现对逆变器输出电压和电流的精确控制，提高逆变器的性能和稳定性。
2. 控制器设计为了实现双环控制策略，需要设计外环控制器和内环控制器。
以外环控制器为例，设电压误差为$e_v$，控制参考值为$v_{ref}$，比例系数为$K_p$，积分系数为$K_i$，则外环控制器的输出为：$u_v = K_p e_v + K_i \int_0^t e_v dt$其中，$e_v = v_{ref} - v$，$v$为逆变器输出电压。
在实际应用中，为了避免积分饱和和积分器漂移等问题，通常采用积分分离控制（PID控制）策略对PI控制进行改进。
内环控制器的设计与外环类似，以电流误差为输入，电流参考值为输出，采用PI或PID控制策略。
3. 实验验证为了验证双环控制策略的有效性，可以进行基于硬件平台的实验验证。
以SPWM逆变器为例，可以搭建逆变器硬件实验平台，通过改变电压参考值和电流参考值，观察逆变器输出电压和电流的实际变化情况。
通过实验结果可以有效地评估双环控制策略的性能和稳定性，为实际应用提供参考依据。
总之，双环控制策略在逆变器电压电流控制中具有重要的应用价值，控制器的设计和实验验证是关键步骤。
电压环与电流环设计
电压环与电流环设计电压环和电流环是一种常见的控制环节，用于控制电路中的电压和电流。
在电力系统、电子设备和工业自动化等领域都有广泛应用。
本文将详细介绍电压环与电流环的设计方法和注意事项。
一、电压环设计电压环是指通过对输出电压进行测量与控制，使得输出电压能够稳定在设定值上。
电压环的设计方法主要包括以下几个步骤：1.确定控制目标：首先需要明确电压环的控制目标，即输出电压应该稳定在多少伏特。
根据具体应用场景和要求，确定合适的电压控制目标。
2.选择合适的传感器：电压环的设计需要选取合适的传感器进行电压的测量。
常用的电压传感器有电压互感器和电压分压器等。
3.建立数学模型：根据电路的特点和控制目标建立数学模型。
可以通过对电路进行等效电路分析和参数提取，建立电路的数学模型。
4.设计控制算法：根据电路的数学模型设计合适的控制算法。
常用的控制算法有比例控制、积分控制、比例积分控制等。
5.参数调节和系统优化：根据实际情况对控制系统参数进行调节和优化。
通过仿真和实验等手段，不断调整参数，使得控制系统的性能和稳定性达到最优。
6.实时监测和故障处理：在电压环工作时，需要实时监测系统的状态和电压波动情况。
一旦发现异常情况，需要及时采取相应的故障处理措施，保证系统的安全稳定运行。
电流环是指通过对输出电流进行测量与控制，使得输出电流能够稳定在设定值上。
电流环的设计方法主要包括以下几个步骤：1.确定控制目标：首先需要明确电流环的控制目标，即输出电流应该稳定在多少安培。
根据具体应用场景和要求，确定合适的电流控制目标。
2.选择合适的传感器：电流环的设计需要选取合适的传感器进行电流的测量。
常用的电流传感器有电流互感器和电流采样电阻等。
3.建立数学模型：根据电路的特点和控制目标建立数学模型。
可以通过对电路进行等效电路分析和参数提取，建立电路的数学模型。
4.设计控制算法：根据电路的数学模型设计合适的控制算法。
常用的控制算法有比例控制、积分控制、比例积分控制等。
电压电流闭环传递函数
电压电流闭环传递函数电压外环设计电压环控制框图如下。
uo*uoGvG ’i (S)(1/SC+Rs)//Ri L *i L图8 电压环控制框图设计电压环时，我们也希望将其开环特性设计成如下曲线。
曲线2Magnitude （dB ）-40dB-20dB -40dBA BWci曲线3-40dB-20dB -40dBC DWci图9 计划所要设计的电压环（曲线3）上图中，曲线3为我们设计所要达到的电压环特性曲线，尽量做到D 点所对应的频率小于A 点所对应的频率。
为在设计电压环之前，先看一个问题，由之前的电流开环可求出电流闭环传函，)(1)()('s G s G s G io io i +=，其伯德图如下。
-80-60-40-20020M a g n i t u d e (d B )104105106107108-180-135-90-450P h a s e (d e g )Bode DiagramGm = Inf dB (at Inf rad/sec) , P m = 42.3 deg (at 1.43e+006 rad/sec)Frequency (rad/sec)图10 电流闭环传函伯德图实际上在B 点之前，对于电压环而言，电流环等效于增益为1、相角为0的环节，这样，在设计电压环时，便可对电流闭环作一简化，将其等效为一比例环节，增益为1。
电压环未加入补偿时,不考虑电感电阻、电容电阻、负载电阻时，电路开路传函为 sCG vo 1=可推测补偿网络传函形式：)1()1(21++=p p v w s s w sk G ，具体参数需要通过Saber 仿真，观察输出电压和电感电流波形找到满足电路输出要求的参数。
在这里，取s rad w s rad w p p /1000,/10021==。
作出该补偿网络的幅频与相频特性曲线图。
图12 电压环补偿网络传函伯德图加入补偿网络后，整个电路系统的开环传函vo v G G s G )(，其特性曲线如下。
三相逆变dq分解电压电流双闭环控制中的电流环
三相逆变dq分解电压电流双闭环控制中的电流环下载提示：该文档是本店铺精心编制而成的，希望大家下载后，能够帮助大家解决实际问题。
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电压环与电流环设计
控制电路设计一、电流环的设计电流环的设计核心是控制主电路上电感电流的平均值，使它处于稳定状态，根据主电路与设计思路得电流控制环的系统框图如下：IL其中Vcv 为电压环的输出电压（即系统的参考电压），Vs 为锯齿波的幅值，IL 为电感上的电流，K1为采样的放大倍数。
设置PI 为单零点—单极点补偿网络。
如下图所示：因为系统的开关频率为100KHZ ，为了避免开关频率对控制环路的影响，穿越频率fci 必须远远小于开关频率，当然为了对系统动态响应的速度，我们希望fci 越大越好，在一般的开关电源中，fci 都小于开关频率的1/10，此处我们设置为开关频率的1/10，即10KHZ 。
补偿网络的传递函数为：211111()R C S G s R C S +=, 由系统框图可以得系统的开环传递函数为：21211(1)11()1S R C S G S K R C S V SL+=， 式中：Vs=5V ；L=15uH;K1=1/100; S=jw;代入上式，当fci=10KHz 时，2()G S =1，令补偿零点角频率1211w R C =在fci/2处，即1211w R C ==5KHz ，经计算得11R C =62.710-⨯,21R C =4210-⨯,所以21R R =74，令1R =1K ，得2R =74K ，1C =2.7 nf, 代入得开环传递函数为：2245000()/10S G S S -+=，经MATLAB 画出BODE 图如下：从上图可以看出，在(1/2)fci 频率处，开环传递函数的斜率由-40dB 变成-20dB ，可以达到较快的动态响应，由于传递函数以-20dB 的斜率穿越0dB 线，也可以获得足够的相位裕量（64度）。
同时由于从0Hz~(1/2)fci 之间，开环传递函数以-40dB 斜率衰减，可以获得很高的静态增益，从而使得静态误差非常的小。
根据乃奎斯特环路稳定性判据，系统是稳定的，设计也合理。
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电压环与电流环设计报告
控制电路设计
一、电流环的设计
电流环的设计核心是控制主电路上电感电流的平均值，使它处于稳定状态，根据主电路与设计思路得电流控制环的系统框图如下：
-
+
PI 1/Vs
Vd
Vo
+
-1/SL
IL
K1
其中Vcv 为电压环的输出电压（即系统的参考电压），Vs 为锯齿波的幅值，IL 为电感上的电流，K1为采样的放大倍数。
设置PI 为单零点—单极点补偿网络。
如下图所示：
R1
R2C1
-+
因为系统的开关频率为100KHZ ，为了避免开关频率对控制环路的影响，穿越频率fci 必须远远小于开关频率，当然为了对系统动态响应的速度，我们希望fci 越大越好，在一般的开关电源中，fci 都小于开关频率的1/10，此处我们设置为开关频率的1/10，即10KHZ 。
补偿网络的传递函数为：211111
()R C S G s R C S
+= , 由系统框图可以得系统
的开环传递函数为：21211(1)11
()1
S R C S G S K R C S V SL
+=
，
式中：Vs=5V ；
L=15uH; K1=1/100; S=jw;代入上式，当fci=10KHz 时，2()G S
=1，令补偿零点角频率1211w R C =
在fci/2处，即121
1w R C ==5KHz ，经计算得11R C =62.710-⨯,21R C =4210-⨯,
所以
2
1
R R =74，令1R =1K ，得2R =74K ，1C =2.7 nf, 代入得开环传递函数为：224
5000()/10S G S S -+=，经
MATLAB 画出
BODE 图如下：
从上图可以看出，在(1/2)fci 频率处，开环传递函数的斜率由-40dB 变成-20dB ，可以达到较快的动态响应，由于传递函数以-20dB 的斜率穿越0dB 线，也可以获得足够的相位裕量（64度）。
同时由于从0Hz~(1/2)fci 之间，开环传递函数以-40dB 斜率衰减，可以获得很高的静态增益，从而使得静态误差非常的小。
根据乃奎斯特环路稳定性判据，系统是稳定的，设计也合理。
二、电压环的设计
在电压环的设计中，电流环可视为控制对象的一个环节，因此先
得求取电流控制环的闭环传递函数，由前面的电流控制环的开环传递函数2245000()/10S G S S -+=
得闭环传递函数为：324
5000
()/105000
S G S S S -+=++，同理MATLAB 得其BODE 图如下：
根据该闭环传递函数的BODE 图，为了便于分析我们用传递函数
44
1
()1/10
G S S =
+近邻代替它来处理，4()G S 的BODE 图如下所示：
再根据整个电路，可以得电压环控制系统的构图如下 ：
PI CA 1/SC K2
K2+
-
Vo
框图中Vref 为系统给定电压（2.5V ）,CA 电流环控制单元，K2为输出电压采样放大倍数，Vo 为输出电压，1/SC 为输出阻抗。
PI 调节器采用与电流环结构一样的单极点—单零点补偿网络，如下图所示：
R3
R4C2
-+
由于在fci 以下，电流环增益为1，相位为0，在电压环的设计中，电流环为单位1，为了使整个系统得到较高的中频带宽，设电压环的穿越频率fcv=1KHz,电压环PI 补偿零点角频率242
1
w R C ==(1/2)fcv,设计方法与电流环的设计一样：
在f<fci 下，系统的传递函数为：42532(1)1
()2R C S G S K R C S SC
+=
， 其中
K2=2.5/12=1/4.8,C=4700uf, S=jw ，当fcv=1KHz 时，5()G jw =1，代入计算得42R C =1/500，32R C =59.9110-⨯，所以
4
3
R R =20，取3R =1K ，4R =20K ，2C =0.1uf,将计算结果代入523500
()/(1.1210)
S G S S -+=
⨯，得BODE 图如下：
由此得出的结果与电流环控制环类似，系统是稳定的。
当f>fci 时，把整个电流环加入系统中，得整个电压环的开环传递函数为：
6234
5001
()/(1.1210)1/10S G S S S -+=
⨯+，得到BODE 图如下：
由整个BODE 图可知，系统在0—500Hz 时以-40dB 斜率下降，具有较高的静态
增益，从而使得静态误差非常的小，在(1/2)fcv(500Hz)频率处，开环传递函数的斜率由-40dB 变成-20dB ，并以-20dB 的斜率穿越0dB 线，可以获得足够的相位裕量58度。
当f>fci 时，开环传递函数的以-40dB 斜率下降，从而系统有较大的抗干扰能力。