混频器特性分析

微波混频器技术指标与特性分析

一、噪声系数和等效噪声温度比

噪声系数的基本定义已在第四章低噪声放大器中有过介绍。但是混频器中存在多个频率，是多频率多端口网络。为适应多频多端口网络噪声分析，噪声系数定义改为式（9-1），其理论基础仍是式（6-1）的原始定义，但此处的表示方式不仅适用于单频线性网络，也可适用于多频响应的外差电路系统，即

（9-1）

式中 Pno ——-当系统输入端噪声温度在所有频率上都是标准温度T0 = 290K 时，系统传输到输出端的总噪声资用功率；

Pns ——仅由有用信号输入所产生的那一部分输出的噪声资用功率。

根据混频器具体用途不同，噪声系数有两种。

一、噪声系数和等效噪声温度比

1、单边带噪声系数

在混频器输出端的中频噪声功率主要包括三部分：

（1）信号频率f s 端口的信源热噪声是kT 0∆f ，它

经过混频器变换成中频噪声由中频端口输出。这部分

输出噪声功率是 m f

kT α∆0

式中 ∆f ——中频放大器频带宽度；αm ——混频器变频损耗；T 0——环境温度，T 0 = 293K 。

（2）由于热噪声是均匀白色频谱，因此在镜频f i 附近∆f 内的热噪声与本振频率f p 之差为中频，也将变换成中频噪声输出，如图9-1所示。这部分噪声功率也是kT 0∆f ／αm 。

（3）混频器内部损耗电阻热噪声以及混频器电流的散弹噪声，还有本机振荡器所携带相位噪声都将变换成输出噪声。这部分噪声可用P nd 表示。

这三部分噪声功率在混频器输出端相互叠加构成混频器输出端总噪声功率P no

nd m m no P f kT f kT P +∆+∆=αα//00 把P no 等效为混频器输出电阻在温度为T m 时产生的热噪声功率，即P no = kT m ∆f ，T m 称混频器等效噪声温度。kT m ∆f 和理想电阻热噪声功率之比定义为混频器噪声温度比，即 0

0T T f kT P t m no m =∆= 按照定义公式（9-1）规定，可得混频器单边带工作时的噪声系数为 ns m ns no SSB P f kT P P F ∆==

在混频器技术手册中常用F SSB 表示单边带噪声系数，其中SSB 是Singal Side Band 的缩写。P ns 是信号边带热噪声（随信号一起进入混频器）传到输出端的噪声功率，它等于kT 0∆f ／αm 。因此可得单边带噪声系数是 m m m

m SSB t L f

kT f kT F α=∆∆=0 2、双边带噪声系数

在遥感探测、射电天文等领域，接收信号是均匀谱辐射信号，存在于两个边带，这种应

用时的噪声系数称为双边带噪声系数。

此时上下两个边带都有噪声输入，因此P ns = kT 0∆f ／αm 。按定义可写出双边带噪声系数 m m m no DSB t a f T k P F 21/'20=∆=α （9-5） 式中DSB 是Double Side Band 的缩写。

将公式（9-4）和（9-5）相比较可知，由于镜像噪声的影响，混频器单边带噪声系数比双边带噪声系数大一倍，即高出3dB 。

为了减小镜像噪声，有些混频器带有镜频回收滤波器或镜像抑制滤波器。因此在使用商品混频器时应注意：

（1）给出的噪声系数是单边带噪声还是双边带噪声，在不特别说明时，往往是指单边带噪声系数。

（2）镜频回收或镜频抑制混频器不宜用于双边带信号接收，否则将增大3dB 噪声。（此类混频器将在第二节镜频抑制混频器中详述）

（3）测量混频器噪声系数时，通常采用宽频带热噪声源，此时测得的噪声系数是双边带噪声系数。

在商品混频器技术指标中常给出整机噪声系数，这是指包括中频放大器噪声在内的总噪声系数。由于各类用户的中频放大器噪声系数并不相同，因此通常还注明该指标是在中频放大器噪声系数多大时所测得的。

混频器和中频放大器的总噪声系数是

()

10-+=if m m F t F α 式中 F if ——中频放大器噪声系数；αm ——混频器变频损耗；t m ——混频器等效噪声温度比。

t m 值主要由混频器性能决定，也和电路端接负载有关。t m 的范围大约是

厘米波段 t m = 1.1~1.2

毫米波段 t m = 1.2~1.5

在厘米波段，由于t m ≈ 1，所以可粗估整机噪声是

if m F F α=0 二、变频损耗

混频器的变频损耗定义是：混频器输入端的微波信号功率与输出端中频功率之比，以分贝为单位时，表示式是

()()()()dB dB dB dB g r m ααααβ++==中频输入信号功率微波输入信号功率

lg 10

（9-8）

混频器的变频损耗由三部分组成：包括电路失配损耗αβ，混频二极管芯的结损耗αr 和非线性电导净变频损耗αg 。

1、失配损耗

失配损耗αρ取决于混频器微波输入和中频输出两个端口的匹配程度。如果微波输入端口的电压驻波比为ρs ，中频输出端口的电压驻波比为ρi ，则电路失配损耗是

()()()i i s s dB ρρρραρ41lg 1041lg 1022

+++= （9-9）

混频器微波输入口驻波比ρs 一般为2以下。αρ的典型值约为0.5~1dB 。

管芯的结损耗主要由电阻R s 和电容C j 引起，参见图9-2。在混频

过程中，只有加在非线性结电阻R j 上的信号功率才参与频率变换，

而R s 和C j 对R j 的分压和旁路作用将使信号功率被消耗一部分。结损

耗可表示为

()⎪⎪⎭

⎫ ⎝⎛++=j s j s j s r R R C R R dB 221lg 10ωα （dB ） 混频器工作时，C j 和R j 值都随本振激励功率P p 大小而变化。P p 很小

时，R j 很大，C j 的分流损耗大；随着P p 加强，R j 减小，C j 的分流减

小，但R s 的分压损耗要增长。因此将存在一个最佳激励功率。当调

整本振功率，使R j = l ／ωs C j 时，可以获得最低结损耗，即

()()

s j s r R C dB ωα21lg 10min += （dB ） 可以看出，管芯结损耗随工作频率而增加，也随R s 和C j 而增加。

表示二极管损耗的另一个参数是截止频率f c 为

j

s c C R f π21= 图9-2 混频管芯等效电路 通常，混频管的截止频率f c 要足够高，希望达到()s c f f 20~10≈。比如f c = 20f s 时，将有αrmin = 0.4dB 。

根据实际经验，硅混频二极管的结损耗最低点相应的本振功率大约为1~2mW ，砷化镓混频二极管最小结损耗相应的本振功率约为3~5mW 。

3、混频器的非线性电导净变频损耗

净变频损耗αg 取决于非线性器件中各谐波能量的分配关系，严格的计算要用计算机按多频多端口网络进行数值分析；但从宏观来看，净变频损耗将受混频二极管非线性特性、混频管电路对各谐波端接情况，以及本振功率强度等影响。当混频管参数及电路结构固定时，净变频损耗将随本振功率增加而降低，如图9-3所示。本振功率过大时，由于混频管电流散弹噪声加大，从而引起混频管噪声系数变坏。对于一般的肖特基势垒二极管，正向电流为l~3mA 时，噪声性能较好，变频损耗也不大。

图9-3 变频损耗、噪声系数对本振功率的关系

三、动态范围

动态范围是混频器正常工作时的微波输入功率范围。

（1）动态范围的下限通常指信号与基噪声电平相比拟时的功率。可用下式表示

()

if if m f F MkT P ∆=α0min 式中 αm ——混频器变频损耗；F if ——中频放大器噪声系数；

∆f if ——中放带宽；M ——信号识别系数。

例如混频器有αm = 6dB ，中放噪声系数为F if = 1dB ，中频带宽∆f if = 5MHz ，要求信号功率比热噪声电平高10倍，即M = 10，此时混频器动态范围下限是