MOSFET管经典驱动电路设计大全
功率mos管工作原理与几种常见驱动电路图
功率mos管工作原理与几种常见驱动电路图
功率MOSFET的工作原理
截止：漏源极间加正电源，栅源极间电压为零。
P基区与N漂移区之间形成的PN结J1反偏，漏源极之间无电流流过。
导电：在栅源极间加正电压UGS，栅极是绝缘的，所以不会有栅极电流流过。
但栅极的正电压会将其下面P区中的空穴推开，而将P区中的少子电子吸引到栅极下面的P区表面当UGS大于UT(开启电压或阈值电压)时，栅极下P区表面的电子浓度将超过空穴浓度，使P型半导体反型成N型而成为反型层，该反型层形成N沟道而使PN结J1消失，漏极和源极导电。
几种MOSFET驱动电路介绍及分析
一. 不隔离的互补驱动电路
图7(a)为常用的小功率驱动电路，简单可靠成本低。
适用于不要求隔离的小功率开关设备。
图7(b)所示驱动电路开关速度很快，驱动能力强，为防止两个MOSFET管直通，通常串接一个0.5～1小电阻用于限流，该电路适用于不要求隔离的中功率开关设备。
这两种电路特点是结构简单。
功率MOSFET属于电压型控制器件，只要栅极和源极之间施加的电压超过其阀值电压就会导通。
由于MOSFET存在结电容，关断时其漏源两端电压的突然上升将会通过结电容在栅源两端产生干扰电压。
常用的互补驱动电路的关断回路阻抗小，关断速度较快，但它不能提供负压，故抗干扰性较差。
为了提高电路的抗干扰性，可在此种驱动电路的基础上增加一级有V1、V2、R组成的电路，产生一个负压，电路原理图如图8所示。
当V1导通时，V2关断，两个MOSFET中的上管的栅、源极放电，下管的栅、源极充电，即上管关断，下管导通，则被驱动的功率管关断;反之V1关断时，V2导通，上管导通，。
MOSFET管经典驱动电路设计大全
MOSFET管经典驱动电路设计大全MOSFET是一种常用的功率开关器件，能够在低电压和高电流下工作。
为了实现最佳性能和保护MOSFET，经典的MOSFET驱动电路设计起着至关重要的作用。
下面将介绍几种常见的MOSFET管经典驱动电路设计。
1.单极性驱动电路单极性驱动电路是一种简单而可靠的MOSFET驱动电路。
这种电路使用一个单极性电源，通过电阻将电流限制在安全范围内，然后将电流输入至MOSFET的栅极。
这种电路简单易于实现，但存在驱动能力有限的问题。
在高功率应用中，单极性驱动电路可能无法提供足够的电流和电压来驱动MOSFET。
2.双极性驱动电路双极性驱动电路通过使用正、负两种极性的信号来驱动MOSFET，提供更可靠和高效的驱动。
正极性信号应用于MOSFET的栅极，而负极性信号应用于MOSFET的源极。
这种驱动电路能够提供更大的电流和电压来控制MOSFET，提高了MOSFET的响应速度和驱动能力。
3.共射极驱动电路共射极驱动电路是一种常用的MOSFET驱动电路，通过极高的驱动能力和电流增益来改善MOSFET的驱动性能。
共射极驱动电路将输入信号应用于普通信号变压器的一个绕组上，输出从第二个绕组采集。
这种电路能够提供很高的电流和电压，能够有效地驱动大功率MOSFET。
4.双极性驱动共射极电路双极性驱动共射极电路结合了双极性驱动和共射极驱动的特点，提供了高效和可靠的MOSFET驱动。
这种电路使用正、负两种极性的输入信号，通过普通信号变压器来转换信号，并且从第二个绕组采集信号。
双极性驱动共射极电路能够提供高电流和电压，驱动能力强，响应速度快，适用于高功率应用。
5.驱动IC和芯片驱动电路除了上述的基本电路设计，还有一些专用的MOSFET驱动IC和芯片驱动电路可供选择。
这些驱动器通常具有保护功能，可以保护MOSFET免受过电流、过温和短路等问题的损坏。
驱动IC和芯片驱动电路通常需要外部电源供电，并且能够根据需要提供不同的驱动能力和控制功能。
MOSFET管经典驱动电路设计大全
—、MOS管驱动电踣综述在便用MOS管设计开关电源或者马达驱动电路的时候’大部分人都会考虑MOS的导通电阻，最大电压等，最大电流等，也有很多人仅仅考虑这些因素。
这样的电路也许是可以工作的，但并不是优秀的，作为正式的产品设计也是不允许的。
1、MOS管种类和结构MOSFET管是圧T的一种（另一种是JFET）,可以被制造成增强型或耗尽型，P沟道或N沟道共4种类型，但实际应用的只有增强型的N沟道MOS 管和増强型的P沟道MOS管，所以通常提到NMOS,或者PMOS指的就是这两种。
至于为什么不使用耗尽型的MOS管，不建议刨根问底。
对于这两种増强型MOSg,比较常用的是NMOS。
原因是导通电阻小‘ 且容易制造。
所以开关电源和马达驱动的应用中，一般都用NMOS o下面的介绍中，也多以NMOS 为主。
MOS管的三个管脚之间有寄生电容存在，这不是我们需要的，而是由于制造工艺限制产生的。
寄生电容的存在使得在设计或选择驱动电路的时候要麻烦一些，但没有办法避免，后边再详细介绍。
在MOS管原理图上可以看到，漏极和源极之间有一个寄生二极管。
这个叫体二极管，在驱动感性负载（如马达），这个二极管很重要。
顺便说一句，体二极管只在单个的MOSW中存在，在集成电路芯片内部通常是没有的。
2、MOS营导通特性导谨的意思是作为开关，相当于开关闭合。
NMOS的特性，Vgs大于一定的值就会导通，适合用于源极接地时的情况（低端驱动），只要栅极电压达到4V或T0V就可以了。
PMOS的特性，Vgs小于一定的值就会导通，适合用于源极接VCC时的情况（高端驱动）。
但是，虽然PMOS可以很方便地用作高端驱动，但由于导通电阻大，价格贵，替换种类少等原因，在高端驱动中，通常还是便用NM0S o3、MOS开关管损失不管是NMOS还是PMOS,导通后都有导通电阻存在，这样电流就会在这个电阻上消耗能量，这部分消耗的能量叫做导通损耗。
选择导通电阻小的MOS管会减小导通损耗。
MOSFET的驱动保护电路设计
摘要：率场效应晶体管由于具有诸多优点而得到广泛的应用;但它承受短时过载的能力较弱，使其应用受到一定的限制。
分析了二极管器件驱动与保护电路的设计要求;计算了MOSFET驱动器的功耗及MOSFET驱动器与MOSFET的匹配;设计了基于IR2130驱动模块的MOSFET驱动保护电路。
该电路具有结构简单，实用性强，响应速度快等特点。
在驱动无刷直流电机的应用中证明，该电路驱动能力及保护功能效果良好。
功率场效应晶体管(Power MOSFET)是一种多数载流子导电的单极型电压控制器件，具有开关速度快、高频性能好、输入阻抗高、噪声小、驱动功率小、动态范围大、无二次击穿现象和安全工作区域(SOA)宽等优点，因此，在高性能的开关电源、斩波电源及电机控制的各种交流变频电源中获得越来越多的应用。
但相比于绝缘栅双极型晶体管IGBT或大功率双极型晶体管GTR等，MOSFET管具有较弱的承受短时过载能力，因而其实际使用受到一定的限制。
如何设计出可靠和合理的驱动与保护电路，对于充分发挥MOSFET 功率管的优点，起着至关重要的作用，也是有效利用MOSFET管的前提和关键。
文中用IR2130驱动模块为核心，设计了功率MOSFET驱动保护电路应用与无刷直流电机控制系统中，同时也阐述了本电路各个部分的设计要求。
该设计使系统功率驱动部分的可靠性大大的提高。
1 功率MOSFET保护电路设计功率场效应管自身拥有众多优点，但是MOSFET管具有较脆弱的承受短时过载能力，特别是在高频的应用场合，所以在应用功率MOSFET对必须为其设计合理的保护电路来提高器件的可靠性。
功率MOSFET保护电路主要有以下几个方面：1)防止栅极 di/dt过高：由于采用驱动芯片，其输出阻抗较低，直接驱动功率管会引起驱动的功率管快速的开通和关断，有可能造成功率管漏源极间的电压震荡，或者有可能造成功率管遭受过高的di/dt 而引起误导通。
为避免上述现象的发生，通常在MOS驱动器的输出与MOS管的栅极之间串联一个电阻，电阻的大小一般选取几十欧姆。
MOSFET驱动电路分析与设计
的性能 发 挥及 整体 电路 的效 率 和可靠 性 。
１ ＭＯＳ Ｆ Ｅ Ｔ开 关 模 型 及 驱 动 基 本 要 求
１ ． １ ＭＯＳ Ｆ Ｅ Ｔ开 关特 性模 型
计 过 程 中 需要 考虑 的 影 响 因素 ， 为可靠、 高性 能 的 ＭＯ Ｓ Ｆ Ｅ Ｔ 应 用设 计 提 供 参 考 。
关 键 词 ：ＭＯｓ Ｆ Ｅ Ｔ； 驱 动 电 流 ；开 通 关 断 ； 驱 动 电路 中图 分 类 号 ： Ｕ２ ７ ０ ， Ｔ Ｎ８ ６ 文 献 标 识 码 ：Ａ
这 里需要 注 意几 个 容易忽 略 的 问题 ： （ １ ） 内部引 线栅 极 输 人 电阻 － ， 降低 了开关 速度 和 ｄ ｖ ／ ｄ ｔ 耐受 能力 ； （ ２ ） 栅极 门槛 电压 Ｕ， ｒ ｎ 具有负温度系数特性 ， 通常为 一７
ｍＶ／ ℃， 高温 时 门槛 电压 会 降 低 ， 在 逻 辑 电平 设 计 应 用 中需要 考 虑 ， 这 一 特 性 降低 了高 温 下 ＵＧ ｓ 的 抗 干 扰 能 力而 易 引起误 导 通 ， 同时 也使 得在 更 低 的 门极 电压 下 才 能 可靠 关 断 ； （ ３ ） 源 极 引线 电感 Ｉ 和 漏极 引线 电
功率场效应晶体管 （ 简称 Ｐ ｏ ｗｅ ｒ Ｍｏ ｓ ｆ ｅ ｔ ） 是 所 有
全 控 型 电力 电子器 件 中工作 频 带 最 宽 的一 种 ， 因此 在 高 频化 进程 中得 到 广 泛 应 用 。ＭＯＳ Ｆ Ｅ Ｔ 使 用 中驱 动 电路 的设 计 显 得 尤 为 关 键 ， 它 直 接 关 系 到 ＭＯＳ Ｆ Ｅ Ｔ
ａ ｎ ｃ ｅ Ｍ ＯＳ ＦＥ Ｔ ａ ｐ ｐ ｌ ｉ ｃ ａ ｔ ｉ ｏ ｎ ｄ ｅ ｓ ｉ ｇ ｎ ｂ ａ ｓ ｅ ｄ ｏ ｎ ｔ ｈ ｅ ｃ ｈ ａ ｒ ａ ｃ ｔ ｅ ｒ ｉ ｓ ｔ ｉ ｃ ｓ ｏ ｆ Ｍ ０Ｓ ＦＥＴ ｇ ａ ｔ ｅ ｄ ｒ ｉ ｖ ｅ ｃ ｉ ｒ ｃ ｕ ｉ ｔ ａ ｎ ｄ ｎ ｅ ｅ ｄ ｔ ｏ ｃ ｏ ｎ ｓ ｉ ｄ ｅ ｒ ｔ ｈ ｅ ｉ ｍｐ ａ ｃ ｔ ｏ ｆ ｆ ａ ｃ ｔ ｏ ｒ ｓ ｉ ｎ ｐ ｒ ｏ ｃ ｅ ｓ ｓ ｏ ｆ ｄ ｅ ｓ ｉ ｇ ｎ ． Ｋｅ ｙ ｗｏ ｒ ｄ ｓ ：Ｍ ＯＳ Ｆ ＥＴ ；ｄ ｒ ｉ ｖ ｉ ｅ ｃ ｕ ｒ ｒ ｅ ｎ ｔ ；ｔ ｕ ｒ ｎ － ｏ ｎ ａ ｎ ｄ ｔ ｕ ｒ ｎ － ｏ ｆ ｆ ；ｄ ｒ ｉ ｖ ｅ ｃ ｉ ｒ ｃ ｕ ｉ ｔ
mos管的栅极驱动电路设计
mos管的栅极驱动电路设计主要包括以下几个方面：
1.增加电流供应能力：图腾柱电路和推挽输出电路都可以用来增
强驱动，从而快速完成栅极电容输入的充电过程。
2.加速MOS管的关断：在关断的瞬间，驱动电路需要提供尽可
能低阻抗的通路，使MOSFET的栅极和源极之间的电容快速放电，保证开关管可以快速关断。
这通常通过在栅极电阻上并联一个二极管和一个额外的电阻来实现，其中二极管通常采用快恢复二极管，以缩短关断时间并降低关断损耗。
3.防止电源IC损坏：并联在栅极电阻上的额外电阻还可以防止电
源IC在关断时因电流过大而损坏。
4.满足高边驱动要求：对于需要驱动高边MOS管的情况，通常
使用变压器驱动器，有时也用于安全隔离。
详细讲解MOSFET管驱动电路
在使用MOS管设计开关电源或者马达驱动电路地时候,大部分人都会考虑MOS地导通电阻,最大电压等,最大电流等,也有很多人仅仅考虑这些因素.这样地电路也许是可以工作地,但并不是优秀地,作为正式地产品设计也是不允许地.下面是我对MOSFET及MOSFET驱动电路基础地一点总结,其中参考了一些资料,非全部原创.包括MOS管地介绍,特性,驱动以及应用电路.1,MOS管种类和结构MOSFET管是FET地一种（另一种是JFET）,可以被制造成增强型或耗尽型,P沟道或N沟道共4种类型,但实际应用地只有增强型地N沟道MOS管和增强型地P沟道MOS管,所以通常提到NMOS,或者PMOS指地就是这两种.至于为什么不使用耗尽型地MOS管,不建议刨根问底.对于这两种增强型MOS管,比较常用地是NMOS.原因是导通电阻小,且容易制造.所以开关电源和马达驱动地应用中,一般都用NMOS.下面地介绍中,也多以NMOS为主.MOS管地三个管脚之间有寄生电容存在,这不是我们需要地,而是由于制造工艺限制产生地.寄生电容地存在使得在设计或选择驱动电路地时候要麻烦一些,但没有办法避免,后边再详细介绍.在MOS管原理图上可以看到,漏极和源极之间有一个寄生二极管.这个叫体二极管,在驱动感性负载（如马达）,这个二极管很重要.顺便说一句,体二极管只在单个地MOS管中存在,在集成电路芯片内部通常是没有地.2,MOS管导通特性导通地意思是作为开关,相当于开关闭合.NMOS地特性,Vgs大于一定地值就会导通,适合用于源极接地时地情况（低端驱动）,只要栅极电压达到4V或10V就可以了.PMOS地特性,Vgs小于一定地值就会导通,适合用于源极接VCC时地情况（高端驱动）.但是,虽然PMOS可以很方便地用作高端驱动,但由于导通电阻大,价格贵,替换种类少等原因,在高端驱动中,通常还是使用NMOS.3,MOS开关管损失不管是NMOS还是PMOS,导通后都有导通电阻存在,这样电流就会在这个电阻上消耗能量,这部分消耗地能量叫做导通损耗.选择导通电阻小地MOS管会减小导通损耗.现在地小功率MOS管导通电阻一般在几十毫欧左右,几毫欧地也有.MOS在导通和截止地时候,一定不是在瞬间完成地.MOS两端地电压有一个下降地过程,流过地电流有一个上升地过程,在这段时间内,MOS管地损失是电压和电流地乘积,叫做开关损失.通常开关损失比导通损失大得多,而且开关频率越快,损失也越大.导通瞬间电压和电流地乘积很大,造成地损失也就很大.缩短开关时间,可以减小每次导通时地损失；降低开关频率,可以减小单位时间内地开关次数.这两种办法都可以减小开关损失.4,MOS管驱动跟双极性晶体管相比,一般认为使MOS管导通不需要电流,只要GS电压高于一定地值,就可以了.这个很容易做到,但是,我们还需要速度.在MOS管地结构中可以看到,在GS,GD之间存在寄生电容,而MOS管地驱动,实际上就是对电容地充放电.对电容地充电需要一个电流,因为对电容充电瞬间可以把电容看成短路,所以瞬间电流会比较大.选择/设计MOS管驱动时第一要注意地是可提供瞬间短路电流地大小.第二注意地是,普遍用于高端驱动地NMOS,导通时需要是栅极电压大于源极电压.而高端驱动地MOS管导通时源极电压与漏极电压（VCC）相同,所以这时栅极电压要比VCC大4V或10V.如果在同一个系统里,要得到比VCC大地电压,就要专门地升压电路了.很多马达驱动器都集成了电荷泵,要注意地是应该选择合适地外接电容,以得到足够地短路电流去驱动MOS管.上边说地4V或10V是常用地MOS管地导通电压,设计时当然需要有一定地余量.而且电压越高,导通速度越快,导通电阻也越小.现在也有导通电压更小地MOS管用在不同地领域里,但在12V汽车电子系统里,一般4V导通就够用了.MOS管地驱动电路及其损失,可以参考Microchip公司地AN799 Matching MOSFET Drivers to MOSFETs.讲述得很详细,所以不打算多写了.5,MOS管应用电路MOS管最显著地特性是开关特性好,所以被广泛应用在需要电子开关地电路中,常见地如开关电源和马达驱动,也有照明调光. 现在地MOS驱动,有几个特别地需求,1,低压应用当使用5V电源,这时候如果使用传统地图腾柱结构,由于三极管地be有0.7V左右地压降,导致实际最终加在gate上地电压只有4.3V.这时候,我们选用标称gate电压4.5V地MOS管就存在一定地风险.同样地问题也发生在使用3V或者其他低压电源地场合. 2,宽电压应用输入电压并不是一个固定值,它会随着时间或者其他因素而变动.这个变动导致PWM电路提供给MOS管地驱动电压是不稳定地.为了让MOS管在高gate电压下安全,很多MOS管内置了稳压管强行限制gate电压地幅值.在这种情况下,当提供地驱动电压超过稳压管地电压,就会引起较大地静态功耗.同时,如果简单地用电阻分压地原理降低gate电压,就会出现输入电压比较高地时候,MOS管工作良好,而输入电压降低地时候gate电压不足,引起导通不够彻底,从而增加功耗.3,双电压应用在一些控制电路中,逻辑部分使用典型地5V或者3.3V数字电压,而功率部分使用12V甚至更高地电压.两个电压采用共地方式连接.这就提出一个要求,需要使用一个电路,让低压侧能够有效地控制高压侧地MOS管,同时高压侧地MOS管也同样会面对1和2中提到地问题.在这三种情况下,图腾柱结构无法满足输出要求,而很多现成地MOS驱动IC,似乎也没有包含gate电压限制地结构.于是我设计了一个相对通用地电路来满足这三种需求.电路图如下：图1 用于NMOS地驱动电路图2 用于PMOS地驱动电路这里我只针对NMOS驱动电路做一个简单分析：Vl和Vh分别是低端和高端地电源,两个电压可以是相同地,但是Vl不应该超过Vh.Q1和Q2组成了一个反置地图腾柱,用来实现隔离,同时确保两只驱动管Q3和Q4不会同时导通.R2和R3提供了PWM电压基准,通过改变这个基准,可以让电路工作在PWM信号波形比较陡直地位置.Q3和Q4用来提供驱动电流,由于导通地时候,Q3和Q4相对Vh和GND最低都只有一个Vce地压降,这个压降通常只有0.3V左右,大大低于0.7V地Vce.R5和R6是反馈电阻,用于对gate电压进行采样,采样后地电压通过Q5对Q1和Q2地基极产生一个强烈地负反馈,从而把gate 电压限制在一个有限地数值.这个数值可以通过R5和R6来调节.最后,R1提供了对Q3和Q4地基极电流限制,R4提供了对MOS管地gate电流限制,也就是Q3和Q4地Ice地限制.必要地时候可以在R4上面并联加速电容.这个电路提供了如下地特性：1,用低端电压和PWM驱动高端MOS管.2,用小幅度地PWM信号驱动高gate电压需求地MOS管.3,gate电压地峰值限制4,输入和输出地电流限制5,通过使用合适地电阻,可以达到很低地功耗.6,PWM信号反相.NMOS并不需要这个特性,可以通过前置一个反相器来解决.在设计便携式设备和无线产品时,提高产品性能.延长电池工作时间是设计人员需要面对地两个问题.DC-DC转换器具有效率高.输出电流大.静态电流小等优点,非常适用于为便携式设备供电.目前DC-DC转换器设计技术发展主要趋势有：（1）高频化技术：随着开关频率地提高,开关变换器地体积也随之减小,功率密度也得到大幅提升,动态响应得到改善.小功率DC-DC转换器地开关频率将上升到兆赫级.（2）低输出电压技术：随着半导体制造技术地不断发展,微处理器和便携式电子设备地工作电压越来越低,这就要求未来地DC-DC变换器能够提供低输出电压以适应微处理器和便携式电子设备地要求.这些技术地发展对电源芯片电路地设计提出了更高地要求.首先,随着开关频率地不断提高,对于开关元件地性能提出了很高地要求,同时必须具有相应地开关元件驱动电路以保证开关元件在高达兆赫级地开关频率下正常工作.其次,对于电池供电地便携式电子设备来说,电路地工作电压低（以锂电池为例,工作电压 2.5～3.6V）,因此,电源芯片地工作电压较低.MOS管具有很低地导通电阻,消耗能量较低,在目前流行地高效DC－DC芯片中多采用MOS管作为功率开关.但是由于MOS管地寄生电容大,一般情况下 NMOS开关管地栅极电容高达几十皮法.这对于设计高工作频率DC－DC转换器开关管驱动电路地设计提出了更高地要求.在低电压ULSI设计中有多种CMOS.BiCMOS采用自举升压结构地逻辑电路和作为大容性负载地驱动电路.这些电路能够在低于1V电压供电条件下正常工作,并且能够在负载电容1～2pF地条件下工作频率能够达到几十兆甚至上百兆赫兹.本文正是采用了自举升压电路,设计了一种具有大负载电容驱动能力地, 适合于低电压.高开关频率升压型DC－DC转换器地驱动电路.电路基于Samsung AHP615 BiCMOS工艺设计并经过Hspice仿真验证,在供电电压1.5V ,负载电容为60pF时,工作频率能够达到5MHz以上.自举升压电路自举升压电路地原理图如图1所示.所谓地自举升压原理就是,在输入端IN输入一个方波信号,利用电容Cboot将A点电压抬升至高于VDD地电平,这样就可以在B端输出一个与输入信号反相,且高电平高于VDD地方波信号.具体工作原理如下.当VIN为高电平时,NMOS管N1导通,PMOS管P1截止,C 点电位为低电平.同时N2导通,P2地栅极电位为低电平,则P2导通.这就使得此时A点电位约为VDD,电容Cboot两端电压UC≈VDD.由于N3导通,P4截止,所以B点地电位为低电平.这段时间称为预充电周期.当VIN变为低电平时,NMOS管N1截止,PMOS管P1导通,C 点电位为高电平,约为VDD.同时N2.N3截止,P3导通.这使得P2地栅极电位升高,P2截止.此时A点电位等于C点电位加上电容Cboot两端电压,约为2VDD.而且P4导通,因此B点输出高电平,且高于VDD.这段时间称为自举升压周期.实际上,B点电位与负载电容和电容Cboot地大小有关,可以根据设计需要调整.具体关系将在介绍电路具体设计时详细讨论.在图2中给出了输入端IN电位与A.B两点电位关系地示意图.驱动电路结构图3中给出了驱动电路地电路图.驱动电路采用Totem输出结构设计,上拉驱动管为NMOS管N4.晶体管Q1和PMOS管P5.下拉驱动管为NMOS管N5.图中CL为负载电容,Cpar为B点地寄生电容.虚线框内地电路为自举升压电路.本驱动电路地设计思想是,利用自举升压结构将上拉驱动管N4地栅极（B点）电位抬升,使得UB>VDD+VTH ,则NMOS管N4工作在线性区,使得VDSN4 大大减小,最终可以实现驱动输出高电平达到VDD.而在输出低电平时,下拉驱动管本身就工作在线性区,可以保证输出低电平位GND.因此无需增加自举电路也能达到设计要求.考虑到此驱动电路应用于升压型DC－DC转换器地开关管驱动,负载电容CL很大,一般能达到几十皮法,还需要进一步增加输出电流能力,因此增加了晶体管 Q1作为上拉驱动管.这样在输入端由高电平变为低电平时,Q1导通,由N4.Q1同时提供电流,OUT端电位迅速上升,当OUT端电位上升到 VDD－VBE时,Q1截止,N4继续提供电流对负载电容充电,直到OUT端电压达到VDD.在OUT端为高电平期间,A点电位会由于电容Cboot 上地电荷泄漏等原因而下降.这会使得B点电位下降,N4地导通性下降.同时由于同样地原因,OUT端电位也会有所下降,使输出高电平不能保持在VDD.为了防止这种现象地出现,又增加了PMOS管P5作为上拉驱动管,用来补充OUT端CL地泄漏电荷,维持OUT端在整个导通周期内为高电平.驱动电路地传输特性瞬态响应在图4中给出.其中（a）为上升沿瞬态响应,（b）为下降沿瞬态响应.从图4中可以看出,驱动电路上升沿明显分为了三个部分, 分别对应三个上拉驱动管起主导作用地时期.1阶段为Q1.N4共同作用,输出电压迅速抬升,2阶段为N4起主导作,使输出电平达到VDD,3阶段为P5起主导作用,维持输出高电平为VDD.而且还可以缩短上升时间,下降时间满足工作频率在兆赫兹级以上地要求.需要注意地问题及仿真结果电容Cboot地大小地确定Cboot地最小值可以按照以下方法确定.在预充电周期内,电容Cboot 上地电荷为VDDCboot .在A点地寄生电容（计为CA）上地电荷为VDDCA.因此在预充电周期内,A点地总电荷为Q_{A1}=V_{DD}C_{boot}+V_{DD}C_{A} （1）B点电位为GND,因此在B点地寄生电容Cpar上地电荷为0.在自举升压周期,为了使OUT端电压达到VDD,B点电位最低为VB＝VDD+Vthn.因此在B点地寄生电容Cpar上地电荷为Q_{B}=(V_{DD}+V_{thn})Cpar （2）忽略MOS管P4源漏两端压降,此时Cboot上地电荷为VthnCboot ,A点寄生电容CA地电荷为（VDD+Vthn）CA.A点地总电荷为QA2=V_{thn}C_{BOOT}+(V_{DD}+V_{thn})C_{A} （3）同时根据电荷守恒又有Q_{B}=Q_{A}-Q_{A2} （4）综合式（1）～（4）可得C_{boot}=\frac{V_{DD}+V_{thn}}{v_{DD}-v_{thn}}Cp ar+\frac{v_{thn}}{v_{DD}-v_{thn}}C_{A}=\frac{V_{B}}{v_{DD}-v_{thn}}Cpar+\frac{V_{thn}}{v_{DD}-v_{thn}}C_{A} （5）从式（5）中可以看出,Cboot随输入电压变小而变大,并且随B点电压VB变大而变大.而B点电压直接影响N4地导通电阻,也就影响驱动电路地上升时间.因此在实际设计时,Cboot地取值要大于式（5）地计算结果,这样可以提高B点电压,降低N4导通电阻,减小驱动电路地上升时间.P2.P4地尺寸问题将公式（5）重新整理后得：V_{B}=({V_{DD}-V_{thn})\frac{C_{boot}}{Cpar}-V_{ thn}\frac{C_{A}}{Cpar} （6）从式（6）中可以看出在自举升压周期内, A.B两点地寄生电容使得B点电位降低.在实际设计时为了得到合适地B点电位,除了增加Cboot大小外,要尽量减小A.B两点地寄生电容. 在设计时,预充电PMOS管P2地尺寸尽可能地取小,以减小寄生电容CA.而对于B 点地寄生电容Cpar来说,主要是上拉驱动管N4地栅极寄生电容,MOS 管P4.N3地源漏极寄生电容只占一小部分.我们在前面地分析中忽略了P4地源漏电压,因此设计时就要尽量地加大P4地宽长比,使其在自举升压周期内地源漏电压很小可以忽略.但是P4地尺寸以不能太大,要保证P4地源极寄生电容远远小于上拉驱动管N4地栅极寄生电容. 阱电位问题如图3所示,PMOS器件P2.P3.P4地N-well连接到了自举升压节点A上.这样做地目地是,在自举升压周期内,防止他们地源/漏--阱结导通.而且这还可以防止在源/漏--阱正偏时产生由寄生SRC引起地闩锁现象.上拉驱动管N4地阱偏置电位要接到它地源极,最好不要直接接地.这样做地目地是消除衬底偏置效应对N4地影响.Hspice仿真验证结果驱动电路基于Samsung AHP615 BiCMOS工艺设计并经过Hspice仿真验证.在表1中给出了电路在不同工作电压.不同负载条件下地上升时间tr和下降时间tf 地仿真结果.在图5中给了电路工作在输入电压1.5V.工作频率为5MHz.负载电容60pF条件下地输出波形.结合表1和图5可以看出,此驱动电路能够在工作电压为1.5V,工作频率为5MHz,并且负载电容高达60pF地条件下正常工作.它可以应用于低电压.高工作频率地DC－DC转换器中作为开关管地驱动电路.结论本文采用自举升压电路,设计了一种BiCMOS Totem结构地驱动电路.该电路基于Samsung AHP615 BiCMOS工艺设计,可在1.5V 电压供电条件下正常工作,而且在负载电容为60pF地条件下,工作频率可达5MHz以上.。
工作中常用的几个mos管驱动电路
工作中常用的几个mos管驱动电路常用的几个MOS管驱动电路MOS管驱动电路是一种常见的电路设计，用于控制MOS管的开关动作。
它们在各种电子设备和系统中起着重要的作用。
本文将介绍几种常用的MOS管驱动电路，包括共源极驱动电路、共漏极驱动电路和双MOS管驱动电路。
1. 共源极驱动电路共源极驱动电路是一种简单且常用的MOS管驱动电路。
它的基本原理是通过一个NPN晶体管来驱动MOS管的栅极电压。
在这个电路中，输入信号通过一个电阻分压电路到达基极，然后通过NPN晶体管放大，最后驱动MOS管的栅极。
这种电路具有输出电流大、驱动能力强的优点，适用于需要高电流驱动的场合。
2. 共漏极驱动电路共漏极驱动电路是另一种常用的MOS管驱动电路。
它的基本原理是通过一个PNP晶体管来驱动MOS管的源极电压。
在这个电路中，输入信号通过一个电阻分压电路到达基极，然后通过PNP晶体管放大，最后驱动MOS管的源极。
这种电路具有输出电压高、驱动能力强的优点，适用于需要高电压驱动的场合。
3. 双MOS管驱动电路双MOS管驱动电路是一种更为复杂但更为灵活的MOS管驱动电路。
它由两个MOS管组成，一个用于驱动另一个。
其中一个MOS管作为驱动管，控制另一个MOS管的导通和截止。
这种电路可以实现高速切换和低功耗的特点，适用于需要快速响应和高效率的场合。
总结：MOS管驱动电路是一种常用的电路设计，用于控制MOS管的开关动作。
常见的几种MOS管驱动电路包括共源极驱动电路、共漏极驱动电路和双MOS管驱动电路。
它们分别具有不同的优点和适用场合。
在实际应用中，根据具体需求选择合适的驱动电路可以提高系统的性能和可靠性。
5种常用MOS电路
5种经典MOSFET驱动电路MOSFET因导通内阻低、开关速度快等优点被广泛应用于开关电源中。
MOSFET的驱动常根据电源IC和MOSFET的参数选择合适的电路。
下面一起探讨MOSFET用于开关电源的驱动电路。
在使用MOSFET设计开关电源时，大部分人都会考虑MOSFET的导通电阻、最大电压、最大电流。
但很多时候也仅仅考虑了这些因素，这样的电路也许可以正常工作，但并不是一个好的设计方案。
更细致的，MOSFET还应考虑本身寄生的参数。
对一个确定的MOSFET，其驱动电路，驱动脚输出的峰值电流，上升速率等，都会影响MOSFET的开关性能。
当电源IC与MOS管选定之后，选择合适的驱动电路来连接电源IC与MOS管就显得尤其重要了。
一个好的MOSFET驱动电路有以下几点要求：（1）开关管开通瞬时，驱动电路应能提供足够大的充电电流使MOSFET栅源极间电压迅速上升到所需值，保证开关管能快速开通且不存在上升沿的高频振荡。
（2）开关导通期间驱动电路能保证MOSFET栅源极间电压保持稳定且可靠导通。
（3）关断瞬间驱动电路能提供一个尽可能低阻抗的通路供MOSFET栅源极间电容电压的快速泄放，保证开关管能快速关断。
（4）驱动电路结构简单可靠、损耗小。
（5）根据情况施加隔离。
下面介绍几个模块电源中常用的MOSFET驱动电路。
1：电源IC直接驱动MOSFET图1 IC直接驱动MOSFET电源IC直接驱动是我们最常用的驱动方式，同时也是最简单的驱动方式，使用这种驱动方式，应该注意几个参数以及这些参数的影响。
第一，查看一下电源IC手册，其最大驱动峰值电流，因为不同芯片，驱动能力很多时候是不一样的。
第二，了解一下MOSFET的寄生电容，如图1中C1、C2的值。
如果C1、C2的值比较大，MOS管导通的需要的能量就比较大，如果电源IC没有比较大的驱动峰值电流，那么管子导通的速度就比较慢。
如果驱动能力不足，上升沿可能出现高频振荡，即使把图1中Rg减小，也不能解决问题！IC 驱动能力、MOS寄生电容大小、MOS管开关速度等因素，都影响驱动电阻阻值的选择，所以Rg并不能无限减小。
详细讲解MOSFET管驱动电路
详细讲解MOSFET管驱动电路在使用MOS管设计开关电源或者马达驱动电路的时候，大部分人都会考虑MOS的导通电阻，最大电压等，最大电流等，也有很多人仅仅考虑这些因素。
这样的电路也许是可以工作的，但并不是优秀的，作为正式的产品设计也是不允许的。
下面是我对MOSFET及MOSFET驱动电路基础的一点总结，其中参考了一些资料，非全部原创。
包括MOS管的介绍，特性，驱动以及应用电路。
1，MOS管种类和结构MOSFET管是FET的一种（另一种是JFET），可以被制造成增强型或耗尽型，P沟道或N 沟道共4种类型，但实际应用的只有增强型的N沟道MOS管和增强型的P沟道MOS管，所以通常提到NMOS，或者PMOS指的就是这两种。
至于为什么不使用耗尽型的MOS管，不建议刨根问底。
对于这两种增强型MOS管，比较常用的是NMOS。
原因是导通电阻小，且容易制造。
所以开关电源和马达驱动的应用中，一般都用NMOS。
下面的介绍中，也多以NMOS为主。
MOS管的三个管脚之间有寄生电容存在，这不是我们需要的，而是由于制造工艺限制产生的。
寄生电容的存在使得在设计或选择驱动电路的时候要麻烦一些，但没有办法避免，后边再详细介绍。
在MOS管原理图上可以看到，漏极和源极之间有一个寄生二极管。
这个叫体二极管，在驱动感性负载（如马达），这个二极管很重要。
顺便说一句，体二极管只在单个的MOS管中存在，在集成电路芯片内部通常是没有的。
2，MOS管导通特性导通的意思是作为开关，相当于开关闭合。
NMOS的特性，Vgs大于一定的值就会导通，适合用于源极接地时的情况（低端驱动），只要栅极电压达到4V或10V就可以了。
PMOS的特性，Vgs小于一定的值就会导通，适合用于源极接VCC时的情况（高端驱动）。
但是，虽然PMOS可以很方便地用作高端驱动，但由于导通电阻大，价格贵，替换种类少等原因，在高端驱动中，通常还是使用NMOS。
3，MOS开关管损失不管是NMOS还是PMOS，导通后都有导通电阻存在，这样电流就会在这个电阻上消耗能量，这部分消耗的能量叫做导通损耗。
大功率SiCMOSFET驱动电路设计
第40卷第3期 2020年5月核电子学与探测技术Nuclear Electronics Detection TechnologyVol.40 No. 3May.2020大功率Si C M O S F E T驱动电路设计吴凯铭i2,高大庆1#，高杰\李明睿\申万增1(1.中国科学院近代物理研究所，兰州730000;2.中国科学院大学，北京100049)摘要•.为了使强流重离子加速器装置（H IAF)碳化硅功率开关器件SiC M O SFET工作在理想状态，设计了基于SIC1182K驱动芯片的SiC M O SFET驱动电路。
对该驱动电路的输出电压、响应时间、脉宽 连续可调性、稳定性和可靠性进行实验测试，测试结果表明：该驱动电路能够长时间、稳定可靠工作，满 足SiC M O SF E T的工作需求。
关键词：加速器电源；SIC1182K;SiC M O SFET;驱动电路中图分类号：T L56 文献标志码：A文章编号：0258 —0934(2020)3 —0412 —05强流重离子加速器装置（H IA F)[1’2]是“十 二五”国家重大科学工程项目。
硅功率器件是现阶段兰州加速器电源常用的开关器件，与传 统硅器件相比，第三代半导体开关器件SiC M O SFE T有着更加卓越的高温高压工作性能。
并且SiC M O S F E T上升下降时间短、通态损耗 小等特点[3]，决定了 SiC M O SF E T在达成更高 开关频率的同时，还兼备更小的功率损耗。
在 相同功率等级下，与硅器件开关电源相比，SiC M O SF E T开关电源能够凭借更高的开关频率，减小电路中电容电感体积，降低滤波成本，提高 功率密度。
器件材料的差异导致驱动电路不可 通用，驱动电路就成为SiC M O SFE T理想工作 所需解决的技术难点。
收稿日期：2020_03—02基金项目：国家自然科学基金项目（11805248)资助。
作者简介：吴凯铭（1995 —），男，福建南靖人，在读硕士生，攻读方向为加速器工程设计研究。
详细讲解MOSFET管驱动电路
详细讲解MOSFET管驱动电路在使用MOS管设计开关电源或者马达驱动电路的时候，大部分人都会考虑MOS的导通电阻，最大电压等，最大电流等，也有很多人仅仅考虑这些因素。
这样的电路也许是可以工作的，但并不是优秀的，作为正式的产品设计也是不允许的。
下面是我对MOSFET及MOSFET驱动电路基础的一点总结，其中参考了一些资料，非全部原创。
包括MOS管的介绍，特性，驱动以及应用电路。
1，MOS管种类和结构MOSFET管是FET的一种（另一种是JFET），可以被制造成增强型或耗尽型，P沟道或N 沟道共4种类型，但实际应用的只有增强型的N沟道MOS管和增强型的P沟道MOS管，所以通常提到NMOS，或者PMOS指的就是这两种。
至于为什么不使用耗尽型的MOS管，不建议刨根问底。
对于这两种增强型MOS管，比较常用的是NMOS。
原因是导通电阻小，且容易制造。
所以开关电源和马达驱动的应用中，一般都用NMOS。
下面的介绍中，也多以NMOS为主。
MOS管的三个管脚之间有寄生电容存在，这不是我们需要的，而是由于制造工艺限制产生的。
寄生电容的存在使得在设计或选择驱动电路的时候要麻烦一些，但没有办法避免，后边再详细介绍。
在MOS管原理图上可以看到，漏极和源极之间有一个寄生二极管。
这个叫体二极管，在驱动感性负载（如马达），这个二极管很重要。
顺便说一句，体二极管只在单个的MOS管中存在，在集成电路芯片内部通常是没有的。
2，MOS管导通特性导通的意思是作为开关，相当于开关闭合。
NMOS的特性，Vgs大于一定的值就会导通，适合用于源极接地时的情况（低端驱动），只要栅极电压达到4V或10V就可以了。
PMOS的特性，Vgs小于一定的值就会导通，适合用于源极接VCC时的情况（高端驱动）。
但是，虽然PMOS可以很方便地用作高端驱动，但由于导通电阻大，价格贵，替换种类少等原因，在高端驱动中，通常还是使用NMOS。
3，MOS开关管损失不管是NMOS还是PMOS，导通后都有导通电阻存在，这样电流就会在这个电阻上消耗能量，这部分消耗的能量叫做导通损耗。
利用MOSFET管自举升压驱动电路
利用MOSFET管自举升压驱动电路MOS管最显著的特性是开关特性好，所以被广泛应用在需要电子开关的电路中，常见的如开关电源和马达驱动，也有照明调光。
现在的MOS驱动，有几个特别的需求，1，低压应用当使用5V电源，这时候如果使用传统的图腾柱结构，由于三极管的be有0.7V左右的压降，导致实际最终加在gate上的电压只有4.3V。
这时候，我们选用标称gate电压4.5V的MOS管就存在一定的风险。
同样的问题也发生在使用3V或者其他低压电源的场合。
2，宽电压应用输入电压并不是一个固定值，它会随着时间或者其他因素而变动。
这个变动导致PWM电路提供给MOS管的驱动电压是不稳定的。
为了让MOS管在高gate电压下安全，很多MOS管内置了稳压管强行限制gate电压的幅值。
在这种情况下，当提供的驱动电压超过稳压管的电压，就会引起较大的静态功耗。
同时，如果简单的用电阻分压的原理降低gate电压，就会出现输入电压比较高的时候，MOS管工作良好，而输入电压降低的时候gate电压不足，引起导通不够彻底，从而增加功耗。
3，双电压应用在一些控制电路中，逻辑部分使用典型的5V或者3.3V数字电压，而功率部分使用12V甚至更高的电压。
两个电压采用共地方式连接。
这就提出一个要求，需要使用一个电路，让低压侧能够有效的控制高压侧的MOS管，同时高压侧的MOS管也同样会面对1和2中提到的问题。
在这三种情况下，图腾柱结构无法满足输出要求，而很多现成的MOS驱动IC，似乎也没有包含gate电压限制的结构。
于是我设计了一个相对通用的电路来满足这三种需求。
电路图如下：图1用于NMOS的驱动电路图2用于PMOS的驱动电路这里我只针对NMOS驱动电路做一个简单分析：Vl和Vh分别是低端和高端的电源，两个电压可以是相同的，但是Vl不应该超过Vh。
Q1和Q2组成了一个反置的图腾柱，用来实现隔离，同时确保两只驱动管Q3和Q4不会同时导通。
R2和R3提供了PWM电压基准，通过改变这个基准，可以让电路工作在PWM信号波形比较陡直的位置。
MOSFET的半桥驱动电路设计要领详解
MOSFET的半桥驱动电路设计要领详解MOSFET（金属氧化物半导体场效应晶体管）的半桥驱动电路是一种常用的电路配置，用于将直流电源转换为交流信号。
它在工业和电子设备中被广泛应用，常见于电机控制、电源转换和逆变器等领域。
本文将详细介绍MOSFET半桥驱动电路的设计要领。
1.MOSFET的选择：首先，需要选择适合应用的MOSFET。
选择MOSFET时，需要考虑其额定电压、最大电流、导通电阻和开关速度等参数。
合适的MOSFET应具有低导通电阻、高开关速度和低静态功耗。
2.驱动电路的电源：半桥驱动电路需要两个电源，一个用于上半桥，另一个用于下半桥。
这些电源的电压应根据MOSFET的额定电压确定。
通常，电源电压应略高于MOSFET的额定电压，以确保MOSFET在工作时能充分导通。
3.驱动电路的控制信号：半桥驱动电路的控制信号通常来自于微控制器或其他逻辑电路。
控制信号需要提供给驱动电路，以控制MOSFET的开关。
通常，控制信号是一个矩形波形，频率取决于所需的开关频率。
4.驱动电路的设计：半桥驱动电路通常由两个部分组成：上半桥和下半桥。
每个半桥都由一个N沟道MOSFET（NMOS）和一个P沟道MOSFET（PMOS）组成，以实现全桥的驱动。
下面将详细介绍每个半桥的设计要领。
-上半桥设计要领：上半桥的NMOS和PMOS的源极分别连接到共源节点，以便在MOSFET 导通时共享电流。
NMOS的栅极通过一个电阻连接到地，而PMOS的栅极则连接到驱动电路的控制信号。
这样，当驱动电路的控制信号为高电平时，上半桥的NMOS导通，而PMOS关断；反之，当控制信号为低电平时，NMOS 关断，PMOS导通。
-下半桥设计要领：下半桥的设计与上半桥类似，只是NMOS和PMOS的源极分别连接到共源节点的反方向。
这样，当驱动电路的控制信号为高电平时，下半桥的NMOS关断，PMOS导通；反之，当控制信号为低电平时，NMOS导通，PMOS 关断。
MOSFET管驱动电路的设计
由此我们可以知道，如果想在更短的时间 内把GS电压拉高或者拉低，就要给MOS管 栅极更大的瞬间驱动电流。 大家常用的PWM芯片输出直接驱动MOS 或者用三极管放大后再驱动MOS的方法， 其实在瞬间驱动电流这块是有很大缺陷的。 比较好的方法是使用专用的MOSFET驱动 芯片如TC4420来驱动MOS管，这类的芯 片一般有很大的瞬间输出电流，而且还兼 容TTL电平输入
因为驱动线路走线会有寄生电感，而寄生 电感和MOS管的结电容会组成一个LC振荡 电路，如果直接把驱动芯片的输出端接到 MOS管栅极的话，在PWM波的上升下降 沿会产生很大的震荡，导致MOS管急剧发 热甚至爆炸，一般的解决方法是在栅极串 联10欧左右的电阻，降低LC振荡电路的Q 值，使震荡迅速衰减掉。
闫力
生命信息与仪器工程学院
一般认为MOSFET是电压驱动的，不需要 驱动电流 然而，在MOS的G S两级之间有结电容存 在，这个电容会让驱动MOS变的不那么简 单
如果不考虑纹波和EMI等要求的话，MOS 管开关速度越快越好，因为开关时间越短， 开关损耗越小，而在开关电源中开关损耗 占总损耗的很大一部分，因此MOS管驱动 电路的好坏直接决定了电源的效率 对于一个MOS管，如果把GS之间的电压从 0拉到管子的开启电压所用的时间越短，那 么MOS管开启的速度就会越快。与此类似， 如果把MOS管的GS电压从开启电压降到 0V的时间越短，那么MOS管关断的速度也 就越快
很荣幸能和大家一起为电赛奋斗，我相信 我们的努力不会白，我们都是国一哥！
高频振铃严重的毁容方波。。 在上升下降沿震荡严重，这种情况管子一 般瞬间死掉。。跟上一个情况差不多，进 线性区。。。BOOM!！原因也类似，主要 是布线的问题
又胖又圆的肥猪波。。 上升下降沿极其缓慢，这是因为阻抗不匹 配导致的。。。芯片驱动能力太差或者栅 极电阻太大。。 果断换大电流的驱动芯片，栅极电阻往小 调调就OK了
MOSFET管经典驱动电路设计大全
MOSFET管经典驱动电路设计大全1.简单的驱动电路最简单的MOSFET驱动电路是使用普通的NPN晶体管作为驱动器。
这种电路只需要一个晶体管和几个电阻。
晶体管的基极通过一个电阻连接到控制信号源，并且其发射极通过一个电阻连接到地。
MOSFET的栅极通过一个电阻与晶体管的集电极相连。
当驱动信号施加在基极时，晶体管将导通，从而允许电流流过栅极电阻，最终控制MOSFET的导通。
2.共射极驱动电路共射极驱动电路使用一个普通的NPN晶体管作为驱动器，并且具有共射极配置。
这种电路可以提供较高的驱动电流，并且对于驱动大功率的MOSFET特别有效。
MOSFET的栅极连接到驱动晶体管的集电极，并且通过一个电阻与源极相连。
此电路还可以通过添加一个二极管来保护MOSFET免受反向电压的损坏。
3.升压驱动电路升压驱动电路是一种通过升压来改善MOSFET开关速度和效率的驱动电路。
这种电路使用一个电感器、一个开关和一个脉冲宽度调制（PWM）控制器来提供短暂的高电压脉冲。
这种高电压脉冲可以快速地开启和关闭MOSFET，从而提高其开关速度和效率。
4.高低侧驱动电路高低侧驱动电路是一种使用驱动器来同时控制高侧和低侧MOSFET的开关的电路。
该电路利用一个半桥驱动器，包括两个晶体管和一个PWM控制器。
其中一个晶体管驱动高侧MOSFET，另一个晶体管驱动低侧MOSFET。
PWM控制器可以调整两个晶体管的开关频率和占空比，从而控制MOSFET 的导通和关断。
以上是一些常见的MOSFET管经典驱动电路设计。
每种电路都有其适用的场景和优缺点。
在设计时，需要根据具体应用的需求来选择合适的驱动电路，并确保合理的功率传输和电流控制。
MOS驱动电路设计
高速MOS 驱动电路设计和应用指南简介MOSFET 是Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor的首字母缩写，它在电子工业高频、高效率开关应用中是一种重要的元件。
或许人们会感到不可思议，但是FET 是在1930 年，大约比双极晶体管早20 年被发明出来。
第一个信号电平FET 晶体管制成于二十世纪60 年代末期，而功率MOSFET 是在二十世纪80 年代开始被运用的。
如今,成千上万的MOSFET 晶体管集成在现代电子元件,从微型的到“离散”功率晶体管。
本课题的研究重点是在各种开关模型功率转换应用中栅极驱动对功率MOSFET 的要求。
场效应晶体管技术双极晶体管和场效应晶体管有着相同的工作原理。
从根本上说,，两种类型晶体管均是电荷控制元件，即它们的输出电流和控制极半导体内的电荷量成比例。
当这些器件被用作开关时，两者必须和低阻抗源极的拉电流和灌电流分开，用以为控制极电荷提供快速的注入和释放。
从这点看，MOS-FET 在不断的开关，当速度可以和双极晶体管相比拟时，它被驱动的将十分的‘激烈' 。
理论上讲，双极晶体管和MOSFET 的开关速度是基本相同的，这取决与载流子穿过半导体所需的时间。
在功率器件的典型值为20 ~ 200皮秒，但这个时间和器件的尺寸大小有关。
与双极结型晶体管相比，MOSFET 在数字技术应用和功率应用上的普及和发展得益于它的两个优点。
优点之一就是在高频率开关应用中MOSFET 使用比较方便。
MOSFET 更加容易被驱动，这是因为它的控制极和电流传导区是隔离开的，因此不需要一个持续的电流来控制。
一旦MOSFET 导通后，它的驱动电流几乎为0。
另外，在MOSFET 中，控制电荷的积累和存留时间也大大的减小了。
这基本解决了设计中导通电压降（和多余的控制电荷成反比）和关断时间之间的矛盾。
因此，MOSFET 技术以其更加简单的、高效的驱动电路使它比晶体管设备具有更大的经济效益。
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在设计便携式设备和无线产品时，提高产品性能、延长电池工作时间是设计人员需要面对的两个问题。
DC-DC转换器具有效率高、输出电流大、静态电流小等优点，非常适用于为便携式设备供电。
目前DC-DC转换器设计技术发展主要趋势有：（1）高频化技术：随着开关频率的提高，开关变换器的体积也随之减小，功率密度也得到大幅提升，动态响应得到改善。
小功率DC-DC转换器的开关频率将上升到兆赫级。
（2）低输出电压技术：随着半导体制造技术的不断发展，微处理器和便携式电子设备的工作电压越来越低，这就要求未来的DC-DC变换器能够提供低输出电压以适应微处理器和便携式电子设备的要求。
这些技术的发展对电源芯片电路的设计提出了更高的要求。
首先，随着开关频率的不断提高，对于开关元件的性能提出了很高的要求，同时必须具有相应的开关元件驱动电路以保证开关元件在高达兆赫级的开关频率下正常工作。
其次，对于电池供电的便携式电子设备来说，电路的工作电压低（以锂电池为例，工作电压2.5～3.6V），因此，电源芯片的工作电压较低。
MOS管具有很低的导通电阻，消耗能量较低，在目前流行的高效DC－DC 芯片中多采用MOS管作为功率开关。
但是由于MOS管的寄生电容大，一般情况下NMOS开关管的栅极电容高达几十皮法。
这对于设计高工作频率DC－DC 转换器开关管驱动电路的设计提出了更高的要求。
在低电压ULSI设计中有多种CMOS、BiCMOS采用自举升压结构的逻辑电路和作为大容性负载的驱动电路。
这些电路能够在低于1V电压供电条件下正常工作，并且能够在负载电容1～2pF的条件下工作频率能够达到几十兆甚至上百兆赫兹。
本文正是采用了自举升压电路，设计了一种具有大负载电容驱动能力的，适合于低电压、高开关频率升压型DC－DC转换器的驱动电路。
电路基于Samsung AHP615 BiCMOS工艺设计并经过Hspice仿真验证，在供电电压1.5V ，负载电容为60pF时，工作频率能够达到5MHz以上。
自举升压电路自举升压电路的原理图如图1所示。
所谓的自举升压原理就是，在输入端IN输入一个方波信号，利用电容Cboot将A点电压抬升至高于VDD的电平，这样就可以在B端输出一个与输入信号反相，且高电平高于VDD的方波信号。
具体工作原理如下。
图1当VIN为高电平时，NMOS管N1导通，PMOS管P1截止，C点电位为低电平。
同时N2导通，P2的栅极电位为低电平，则P2导通。
这就使得此时A点电位约为VDD，电容Cboot两端电压UC≈VDD。
由于N3导通，P4截止，所以B点的电位为低电平。
这段时间称为预充电周期。
当VIN变为低电平时，NMOS管N1截止，PMOS管P1导通，C点电位为高电平，约为VDD。
同时N2、N3截止，P3导通。
这使得P2的栅极电位升高，P2截止。
此时A点电位等于C点电位加上电容Cboot两端电压，约为2VDD。
而且P4导通，因此B点输出高电平，且高于VDD。
这段时间称为自举升压周期。
图2实际上，B点电位与负载电容和电容Cboot的大小有关，可以根据设计需要调整。
具体关系将在介绍电路具体设计时详细讨论。
在图2中给出了输入端IN电位与A、B两点电位关系的示意图。
驱动电路结构图3图3中给出了驱动电路的电路图。
驱动电路采用Totem输出结构设计，上拉驱动管为NMOS管N4、晶体管Q1和PMOS管P5。
下拉驱动管为NMOS管N5。
图中CL为负载电容，Cpar为B点的寄生电容。
虚线框内的电路为自举升压电路。
本驱动电路的设计思想是，利用自举升压结构将上拉驱动管N4的栅极（B点）电位抬升，使得UB>VDD+VTH ，则NMOS管N4工作在线性区，使得VDSN4 大大减小，最终可以实现驱动输出高电平达到VDD。
而在输出低电平时，下拉驱动管本身就工作在线性区，可以保证输出低电平位GND。
因此无需增加自举电路也能达到设计要求。
考虑到此驱动电路应用于升压型DC－DC转换器的开关管驱动，负载电容CL很大，一般能达到几十皮法，还需要进一步增加输出电流能力，因此增加了晶体管Q1作为上拉驱动管。
这样在输入端由高电平变为低电平时，Q1导通，由N4、Q1同时提供电流，OUT端电位迅速上升，当OUT端电位上升到VDD－VBE时，Q1截止，N4继续提供电流对负载电容充电，直到OUT端电压达到VDD。
在OUT端为高电平期间，A点电位会由于电容Cboot 上的电荷泄漏等原因而下降。
这会使得B点电位下降，N4的导通性下降。
同时由于同样的原因，OUT端电位也会有所下降，使输出高电平不能保持在VDD。
为了防止这种现象的出现，又增加了PMOS管P5作为上拉驱动管，用来补充OUT端CL的泄漏电荷，维持OUT端在整个导通周期内为高电平。
图4驱动电路的传输特性瞬态响应在图4中给出。
其中（a）为上升沿瞬态响应，（b）为下降沿瞬态响应。
从图4中可以看出，驱动电路上升沿明显分为了三个部分，分别对应三个上拉驱动管起主导作用的时期。
1阶段为Q1、N4共同作用，输出电压迅速抬升，2阶段为N4起主导作，使输出电平达到VDD，3阶段为P5起主导作用，维持输出高电平为VDD。
而且还可以缩短上升时间，下降时间满足工作频率在兆赫兹级以上的要求。
需要注意的问题及仿真结果电容Cboot的大小的确定Cboot的最小值可以按照以下方法确定。
在预充电周期内，电容Cboot 上的电荷为VDDCboot。
在A点的寄生电容（计为CA）上的电荷为VDDCA。
因此在预充电周期内，A点的总电荷为Q_{A1}=V_{DD}C_{boot}+V_{DD}C_{A} （1）B点电位为GND，因此在B点的寄生电容Cpar上的电荷为0。
在自举升压周期，为了使OUT端电压达到VDD，B点电位最低为VB＝VDD+Vthn。
因此在B点的寄生电容Cpar上的电荷为Q_{B}=(V_{DD}+V_{thn})Cpar （2）忽略MOS管P4源漏两端压降，此时Cboot上的电荷为VthnCboot ，A 点寄生电容CA的电荷为（VDD+Vthn）CA。
A点的总电荷为QA2=V_{thn}C_{BOOT}+(V_{DD}+V_{thn})C_{A} （3）同时根据电荷守恒又有Q_{B}=Q_{A}-Q_{A2} （4）综合式（1）～（4）可得C_{boot}=frac{V_{DD}+V_{thn}}{v_{DD}-v_{thn}}Cpar+frac{v_{thn}}{v_{DD}-v_{thn}}C_{A}=frac{V_{B}}{v_{DD}-v_{thn}}Cpar+frac{V_{thn}}{v_{DD}-v_{thn}}C_{A} （5）从式（5）中可以看出，Cboot随输入电压变小而变大，并且随B点电压VB变大而变大。
而B点电压直接影响N4的导通电阻，也就影响驱动电路的上升时间。
因此在实际设计时，Cboot的取值要大于式（5）的计算结果，这样可以提高B点电压，降低N4导通电阻，减小驱动电路的上升时间。
P2、P4的尺寸问题将公式（5）重新整理后得：V_{B}=({V_{DD}-V_{thn})frac{C_{boot}}{Cpar}-V_{thn}frac{C_{A}}{Cpar} （6）从式（6）中可以看出在自举升压周期内， A、B两点的寄生电容使得B点电位降低。
在实际设计时为了得到合适的B点电位，除了增加Cboot大小外，要尽量减小A、B两点的寄生电容。
在设计时，预充电PMOS管P2的尺寸尽可能的取小，以减小寄生电容CA。
而对于B点的寄生电容Cpar来说，主要是上拉驱动管N4的栅极寄生电容，MOS管P4、N3的源漏极寄生电容只占一小部分。
我们在前面的分析中忽略了P4的源漏电压，因此设计时就要尽量的加大P4的宽长比，使其在自举升压周期内的源漏电压很小可以忽略。
但是P4的尺寸以不能太大，要保证P4的源极寄生电容远远小于上拉驱动管N4的栅极寄生电容。
阱电位问题如图3所示，PMOS器件P2、P3、P4的N-well连接到了自举升压节点A 上。
这样做的目的是，在自举升压周期内，防止他们的源/漏--阱结导通。
而且这还可以防止在源/漏--阱正偏时产生由寄生SRC引起的闩锁现象。
上拉驱动管N4的阱偏置电位要接到它的源极，最好不要直接接地。
这样做的目的是消除衬底偏置效应对N4的影响。
Hspice仿真验证结果驱动电路基于Samsung AHP615 BiCMOS工艺设计并经过Hspice仿真验证。
在表1中给出了电路在不同工作电压、不同负载条件下的上升时间tr和下降时间tf 的仿真结果。
在图5中给了电路工作在输入电压1.5V、工作频率为5MHz、负载电容60pF条件下的输出波形。
结合表1和图5可以看出，此驱动电路能够在工作电压为1.5V，工作频率为5MHz，并且负载电容高达60pF的条件下正常工作。
它可以应用于低电压、高工作频率的DC－DC转换器中作为开关管的驱动电路。
图5结论本文采用自举升压电路，设计了一种BiCMOS Totem结构的驱动电路。
该电路基于Samsung AHP615 BiCMOS工艺设计，可在1.5V电压供电条件下正常工作，而且在负载电容为60pF的条件下，工作频率可达5MHz以上。