开关电源8大损耗,讲的太详细了
开关电源常见损耗分析与对策
开关电源常见损耗分析与对策
以图一中典型的反激转换器(flyback converter)为例，去分析电源转换器的损耗。
因为反激转换器低价位和广泛的输入范围的特性，在实际应用层面受到欢迎。
对一个开关电源而言，主要的损耗包括了传导损耗(conduction loss)和切换损耗(switching loss)，以及由控制电路所造成的损耗。
表二、三、四分别对这些主要损耗，包括主要的传导损耗和切换损耗，控制电路所造成的损耗，列出了大约的估算，和常用的解决对策。
表二主要的开关损耗
表三主要的传导损耗
表四控制电路的主要损耗
可以很明显的发现无论是传导损耗或切换损耗，都和切换频率有很密切的关系。
降低切换频率可以有效的降低损耗，特别是在轻载时。
但由波宽调变产生器所产生的波宽必须被控制，免得造成磁性元件的饱和。
而且，反激转换器的输出能量可以表示为Po = (Vdc^2 ×Ton^2) /(2 ×Lp ×T) ×η，其中η代表转换效率。
在轻载时，导通时间(Ton)很短暂，增长切换週期(T)，或降低切换频率(fs)，是一个很直觉的想法。
开关电源电路各种损耗的分析
开关电源电路各种损耗的分析01输入部分损耗1、脉冲电流造成的共模电感T的内阻损耗加大适当设计共模电感，包括线径和匝数2、放电电阻上的损耗在符合安规的前提下加大放电电阻的组织3、热敏电阻上的损耗在符合其他指标的前提下减小热敏电阻的阻值02启动损耗普通的启动方法，开关电源启动后启动电阻回路未切断，此损耗持续存在。
改善方法：恒流启动方式启动，启动完成后关闭启动电路降低损耗。
03与开关电源工作相关的损耗04钳位电路损耗有放电电阻存在，mos开关管每次开关都会产生放电损耗改善方法：用TVS钳位如下图，可免除电阻放电损耗（注意：此处只能降低电阻放电损耗，漏感能量引起的尖峰损耗是不能避免的）当然最根本的改善办法是，降低变压器漏感。
05供电绕组的损耗电源芯片是需要一定的电流和电压进行工作的，如果Vcc供电电压越高损耗越大。
改善方法：由于IC内部消耗的电流是不变的，在保证芯片能在安全工作电压区间的前提下尽量降低Vcc供电电压！06变压器的损耗由于待机时有效工作频率很低，并且一般限流点很小，磁通变化小，磁芯损耗很小，对待机影响不大，但绕组损耗是不可忽略的。
07变压器绕组引起的损耗绕组的层与层之间的分布电容的充放电损耗(分布电容在开关MOS管关断时充电，在开关MOS管开通时放电引起的损耗。
）当测试mos管电流波形时，刚开启的时候有个电流尖峰主要由变压器分布电容引起。
改善方法:在绕组层与层之间加绝缘胶带，来减少层间分布电容。
08开关管MOSFET上的损耗mos损耗包括：导通损耗，开关损耗，驱动损耗。
其中在待机状态下最大的损耗就是开关损耗。
改善办法：降低开关频率、使用变频芯片甚至跳频芯片（在空载或很轻负载的情况下芯片进入间歇式振荡）09整流管上的吸收损耗输出整流管上的结电容与整流管的吸收电容在开关状态下引起的尖峰电流反射到原边回路上，引起的开关损耗。
另外还有吸收电路上的电阻充放电引起的损耗。
改善方法：在其他指标允许的前提下尽量降低吸收电容的容值，降低吸收电阻的阻值。
开关电源设计-开关电源损耗分析与减小的方法
1.4 同步整流器可以使输出整流器导 通损耗的降低
为了降低输出整流器的导通损耗，可以采 用MOSFET构成同步整流器，如果一个导 通电阻为10mΩ的MOSFET流过20A电流， 其导通电压降仅仅0.2V！明显低于肖特基 二极管的在这个电流下的导通电压，如果 流过10A电流，则导通电压会更低。 这就是现在的高效率开关电源的输出整流 器采用同步整流器的最主要的原因。
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尽可能增加占空比可以降低导通损 耗
在开关管额定电流相同的条件下。占空比 为0.5的导通损耗是占空比0.4的导通损耗的 80%、是占空比0.4的导通损耗的60%。 这种损耗的减少是在不增加成本和电路复 杂性条件下通过改变工作状态轻而易举得 到的。
常规技术下开关管的导通损耗比例
MOSFET作为开关管时，导通损耗一般占 开关管总损耗的2/3； IGBT作为开关管时，导通损耗一般占开关 管总损耗的1/3。
开关管的驱动 驱动MOSFET实际上是对MOSFET的栅极 电容的充放电过程。 例如在100ns时间内驱动一个100nC栅极电 荷的MOSFET由关断到导通或由导通到关 断需要1A驱动电流，如果是200mA则驱动 时间就会变为500ns。对应的开关损耗将会 增加到1A驱动电流的5倍。 因此，驱动电流对于快速开关MOSFET非 常重要。
开关电源功耗分析
开关电源损耗分析1、输入和输出整流器损耗（占输入功率的２％以上）1）、输入浪涌电流抑制电路的损耗浪涌电流：上电是由于滤波电容器的电压不能跃变而导致的上电浪涌电流抑制方法：采用负温度系数热敏电阻；0.5~2W损耗；保险管损耗2）、电源滤波器的损耗共模电感绕组电阻的损耗；差模电感绕组电阻损耗；电源滤波器的Ｘ、Ｙ电容器的损耗；３）、输入整流器的损耗整流二极管通态的有效电压和电流将高于具有ＰＦＣ功能的整流电路损耗４）、滤波电容器的损耗滤波电容器的等效串联电阻（ＥＳＲ）与流过电容器两端的纹波电流平方的乘积；在无ＰＦＣ整流电路时，滤波电容器将流过约１Ａ的２陪的工频纹波电流。
桥式变换器的纹波电流比较低。
反激式变换器有很大开关频率的纹波电流约为１Ａ。
5）、输出整流的损耗输出整流的损耗：主要由输出整流器的开关损耗即反向恢复所造成的损耗。
与电路结构；控制模式；流过整流器的电流有效值有关。
电路结构：桥式变换器；推挽变换器：输出整流电路为全波整流电路其特点为：一个整流管导通压降低；占空比高，可以降低峰值电流和电流有效值。
单管，双管正激式采用续流二极管的半波整流电路：两个二极管压降，占空比约0.4，输出电流峰值和有效值比较高，相对损耗大。
单管，双管反激式变换器输出整流器工作于电流断续模式下，流过整流管的峰值电流和有效值电流比电流连续时的还要大，因此功耗最大2、开关损耗（主变换器的损耗）1）、利用软开关的方法降低开关管的开关损耗2）、3、缓冲电路损耗１）、4、导通损耗1）、采用同步整流器降低低压输出的整流器导通损耗5、控制、检测、驱动和保护电路损耗１）、6、滤波电容器的损耗１）、滤波电容器的损耗滤波电容器的等效串联电阻（ＥＳＲ）与流过电容器两端的纹波电流平方的乘积；在无ＰＦＣ整流电路时，滤波电容器将流过约１Ａ的２陪的工频纹波电流。
桥式变换器的纹波电流比较低。
反激式变换器有很大开关频率的纹波电流约为１Ａ、7、多级电源变换的损耗１）、8、变压器和电感的损耗１）、单端反激式变换器由于要承担变压器和电感的双重作用，因此，反激式变压器损耗最大。
开关电源易损元件以及故障分析
开关电源易损元件以及故障分析现在电子电路中，有很多故障是由开关电源故障引起的，而开关电源的常见故障中，又有大部分是由一些易损件损坏而引起。
比如说，在开关电源中的开关管，经常性损坏，但是开关变压器，损坏的几率却又极小!几乎可以忽略不计。
所以以下，我总结了开关电源中一些比较容易损坏的元件，以及损坏后会出现什么故障现象，分享给大家。
1.保险管烧保险大多数是后级电路大电流引起，也就是说后面的电路有短路情况，比如说开关管，限流电阻，桥堆烧坏短路，芯片损坏，大滤波电容损坏等等都会引起烧断保险，故障现象为通电无反应。
(温馨提示：如果换了保险管后，不要贸然通电测试，一定要找出故障或采取一定措施后才通电)2，滤波电容损坏(300V的大电容)滤波电容漏电或容量降低，会造成死机或开机无反应，滤波电容损坏一般从外观上可以看到电容鼓包。
(当然也有不鼓包的)3.输出滤波电容：故障现象和滤波电容坏差不多。
4.开关管第一点讲过，开关告损坏后一般会烧保险，限流电阻也会跟随着损坏，有些时候连PWM芯片也跟着烧坏(不过这种现象不多)。
既然保险管都烧了，故障现象肯定是通电无反应。
5，稳压二极管。
在二极管所承受反向电压大于其标称稳压值的情况下，稳压管会反向击穿，但是这种击穿是可以恢复的，即在电压值降低以后，稳压管会脱离击穿状态，相当于开路。
如果是短路，那么稳压管已经损坏了，电流超过稳压管承受电流造成，为热击穿，不可恢复的。
6.光藕与TL431这两个元件损坏一般会造成输出电压不稳定或无电压输出，如何检测，在我前面的文章中有专门介绍过(取样电阻损坏同样会造成同类问题)。
7.启动电阻：启动电阻是接在300V电源与开关管基极之间，启动电阻损坏会造成有300V，但是无电压输出，而整机无反应。
8.限流电阻：顾名思义，该电阻损坏过流保护电路工作，和启动电阻一样300V 无输出电压。
9.PWM控制芯片：PWM损坏会造成有300V，但是无输出电压还会重复烧开关管和保险，检测时可以打对地阻值来判断其好坏，正常对地阻值除了其对地脚外，其他引脚都有几百欧姆。
开关电源损耗有这些——看完这篇经验之谈恍然大悟(民熔)
开关电源损耗深度解读能量转换系统必定存在能耗，虽然实际应用中无法获得100%的转换效率，但是，一个高质量的电源效率可以达到非常高的水平，效率接近95%。
绝大多数电源IC 的工作效率可以在特定的工作条件下测得，数据资料中给出了这些参数。
二极管传导损耗MOSFET 的传导损耗与R DS(ON)成正比，二极管的传导损耗则在很大程度上取决于正向导通电压(VF)。
二极管通常比MOSFET 损耗更大，二极管损耗与正向电流、VF 和导通时间成正比。
由于MOSFET 断开时二极管导通，二极管的传导损耗(P COND(DIODE))近似为：P COND(DIODE) = IDIODE(ON)×VF ×(1 - D)式中，IDIODE(ON)为二极管导通期间的平均电流。
二极管导通期间的平均电流为I OUT，因此，对于降压型转换器，P COND(DIODE)可以按照下式估算：P COND(DIODE) = I OUT×VF ×(1 - V OUT/V IN)与MOSFET 功耗计算不同，采用平均电流即可得到比较准确的功耗计算结果，因为二极管损耗与I 成正比，而不是I2。
显然，MOSFET 或二极管的导通时间越长，传导损耗也越大。
对于降压型转换器，输出电压越低，二极管产生的功耗也越大，因为它处于导通状态的时间越长。
开关动态损耗由于开关损耗是由开关的非理想状态引起的，很难估算MOSFET 和二极管的开关损耗，器件从完全导通到完全关闭或从完全关闭到完全导通需要一定时间，在这个过程中会产生功率损耗。
MOSFET 的漏源电压(V DS)和漏源电流(I DS)的关系图可以很好地解释MOSFET 在过渡过程中的开关损耗，从上半部分波形可以看出，t SW(ON)和t SW(OFF)期间电压和电流发生瞬变，MOSFET 的电容进行充电、放电。
V DS降到最终导通状态(= ID ×R DS(ON))之前，满负荷电流(ID)流过MOSFET。
开关电源易损元件及故障
1.保险丝 烧保险大多数是因为后级电路大电流引起，就是说后面的电路有短路，如开关管短路，限流电阻烧坏，芯片损坏，以及桥堆短路 大滤波电容损坏都会引起烧断保险，故障现象为通电无反应。
2.300V大滤波电容损坏：严重漏电会造成开机无反应，轻微损坏会造成一闪即灭和死机问题，一般从外观上可以看到电容鼓包。
3.输出滤波电容：故障跟上面大致相同
4.开关管：损坏后一般会烧保险，同时伴随限流电阻损坏，少数板连PWM芯片也跟着烧坏，故障现象为通电无反应。
5.稳压二极管：损坏后通电无反应，一般为保护电路起作用或输出电压直接被拉低而造成负载不工作。
6.光藕与431：这两个元件损坏一般会造成输出电压不稳定或无电压输出（取样电阻损坏同样会造成同类问题）。
11.定时电阻和电容：损坏后严重会造成无ቤተ መጻሕፍቲ ባይዱ压输出，轻微一点会使输出电压不对。
12.尖峰元件：此电路元件不正常会造成屡烧开关管。
7.启动电阻与启动电容：这两个元件损坏会造成有300V无电压输出，而整机无反应。
8.限流电阻：该电阻损坏过流保护电路工作，同样会造成有300V无输出电压。
9.复合二极管：损坏后输出电压不稳定或带不起负载。
10.PWM控制芯片：严重会重复烧开关管和保险，轻微损坏会造成有300V无输出电压，可以打对地阻值来判断其好坏，一般对地阻值除对地脚其他引脚为几百欧姆。
开关电源待机损耗
开关电源功耗分析首先要分析开关电源损耗的构成。
以反激式电源为例，其工作损耗主要表现为：MOSFET 导通损耗，MOSFET寄生电容损耗，开关交叠损耗，PWM控制器及其启动电阻损耗，输出整流管损耗，箝位保护电路损耗，反馈电路损耗等。
其中前三个损耗与频率成正比关系，即与单位时间内器件开关次数成正比。
在待机状态，主电路电流较小，MOSFET导通时间ton 很小，电路工作在DCM模式，故相关的导通损耗，次级整流管损耗等较小，此时损耗主要由寄生电容损耗和开关交叠损耗和启动电阻损耗构成。
提高待机效率的方法根据损耗分析可知，切断启动电阻，降低开关频率，减小开关次数可减小待机损耗，提高待机效率。
具体的方法有：降低时钟频率；由高频工作模式切换至低频工作模式，如准谐振模式（QuasiResonant，QR）切换至脉宽调制（PulseWidthModulation，PWM），脉宽调制切换至脉冲频率调制（PulseFrequencyModulation，PFM）；可控脉冲模式（BurstMode）。
（一）切断启动电阻对于反激式电源，启动后控制芯片由辅助绕组供电，启动电阻上压降为300V左右。
设启动电阻取值为47kΩ，消耗功率将近2W.要改善待机效率，必须在启动后将该电阻通道切断。
TOPSWITCH，ICE2DS02G内部设有专门的启动电路，可在启动后关闭该电阻。
若控制器没有专门启动电路，也可在启动电阻串接电容，其启动后的损耗可逐渐下降至零。
缺点是电源不能自重启，只有断开输入电压，使电容放电后才能再次启动电路。
（二）降低时钟频率时钟频率可平滑下降或突降。
平滑下降就是当反馈量超过某一阈值，通过特定模块，实现时钟频率的线性下降。
POWER公司的TOPSwitch-GX和SG公司的SG6848芯片内置了这样的模块，能根据负载大小调节频率。
（三）切换工作模式1.QR→PWM对于工作在高频工作模式的开关电源，在待机时切换至低频工作模式可减小待机损耗。
开关电源变压器损耗计算
开关电源变压器损耗计算
计算开关电源变压器的损耗，可以采用下面的方法：
1. 计算铁心损耗：开关电源变压器的铁心损耗包括磁滞损耗和涡流损耗，可以通过铁心材料的特性曲线和变压器铁心的磁通密度来计算。
一般情况下，铁心损耗占总损耗的比重较小，通常在5%以下。
2. 计算铜损耗：开关电源变压器的铜损耗是由变压器线圈中的电流通过导线时产生的热量而导致的。
铜损耗的大小取决于变压器的额定电流和绕组的电阻值。
在设计开关电源变压器时，需要根据变压器线圈的截面积和电阻值来计算铜损耗。
3. 计算其他损耗：开关电源变压器还可能存在其他的损耗，如液体绝缘材料的损耗、绝缘损耗以及机械损耗等。
这些损耗的大小往往比较难以估算，可以通过实验来确定。
总的来说，开关电源变压器的损耗计算是一个较为复杂的过程，需要掌握一定的电路和材料知识。
为了确保变压器的工作稳定和可靠，需要对其损耗进行适当的估算和优化设计。
开关电源变压器损耗计算
开关电源变压器损耗计算
开关电源变压器的损耗主要包括铜损和铁损两部分。
1. 铜损：铜损是由于变压器线圈的电阻引起的损耗。
它可以通过以下公式计算：
P_cu = I^2 * R
其中，P_cu表示铜损功率，I表示变压器的额定电流，R表示线圈的总电阻。
2. 铁损：铁损是由于磁场变化引起的损耗，分为磁滞损耗和涡流损耗两部分。
- 磁滞损耗可以通过以下公式计算：
P_h = K_h * f * B^x
其中，P_h表示磁滞损耗功率，K_h为磁滞损耗系数，f表示变压器的工频，B表示磁场强度，x为磁滞指数。
- 涡流损耗可以通过以下公式计算：
P_e = K_e * f^2 * B^2 * t^2
其中，P_e表示涡流损耗功率，K_e为涡流损耗系数，f表示变压器的工频，B表示磁场强度，t为变压器的铁心厚度。
总损耗可以通过铜损和铁损相加得到：
P_total = P_cu + P_h + P_e
需要注意的是，损耗的具体计算需要参考变压器的设计参数和材料特性，上述公式中的系数需要根据具体情况进行确定。
同时，在实际应用中，还需要考虑变压器的负载率和温升等因素对损耗的影响。
开关电源检修及损耗计算知识总结
开关电源检修及损耗计算知识总结开关电源检修的方法1．假负载法在维修开关电源时，为区分故障出在负载电路还是电源本身，经常需要断开主负载，并在开关电源主电压输出端加上假负载进行试机，如图4-1所示。
之所以要接假负载，是因为开关管在截止期间，储存在开关变压器一次绕组的能量要向二次侧释放，如果不接假负载，则开关变压器储存的能量无处释放，极易导致开关管击穿损坏。
关于假负载，应根据开关电源的输出电压（或功率）的大小进行选择，一般而言，若输出电压在100V以上，应选择40～100W的灯泡或300Q 左右的大功率电阻做假负载；若输出电压在30V以下，可选择汽车／摩托车上用的灯泡或600Ω～lkΩ大功率电阻做假负载。
另外需要说明的是，有些电子产品，其开关电源的直流电压输出端通过一个电阻接地，相当于接了一个假负载，因此，对于这种结构的开关电源，维修时不需要再接假负载。
2．短路法并联型开关电源一般采用带光电耦合器的直接取样稳压控制电路，当输出电压高时，可采用短路法来区分故障范围。
短路检修法的过程是：先短路光电耦合器的光敏接收管的两脚，相当于减小了光敏接收管的内阻，测主电压仍未变化，则说明故障在光电耦合器之后（开关变压器的一次电路一侧）。
反之，故障在光电耦合器之前的电路。
需要说明的是，短路法应在熟悉电路的基础上有针对性地进行，不能盲目短路，以免将故障扩大。
另外，从检修的安全角度考虑，短路之前，应断开负载电路。
3．串联灯泡法所谓串联灯泡法，就是取掉输入回路的保险丝（熔断器），用一个60W/220V的灯泡串在保险丝两端。
当通入交流电后，如灯泡很亮，则说明电路有短路现象。
由于灯泡有一定的阻值，如60W/220V的灯泡，其阻值约为500Ω（指热阻），所以起到一定的限流作用。
这样，一方面能直观地通过灯泡的明亮度来大致判断电路的故障；另一方面，由于灯泡的限流作用，不至于立即使已有短路的电路烧坏元器件。
直至排除短路故障后，灯泡的亮度自然会变暗，最后再去掉灯泡，换上保险丝。
开关电源的总损耗
开关电源的总损耗开关电源的总损耗根据效率定义，电源的总损耗为△P=Pi－Po=Po(1/η－1) (7.3.2)总损耗包括功率器件、变压器、滤波电路、缓冲电路、辅助电源、EMI滤波、保险丝、假负载等一切损耗。
有时“变换器效率”，实际上仅只包含功率电路、变压器、整流滤波电路和缓冲电路损耗，不包含除此以外的其他电路损耗，甚至不包含功率开关驱动损耗。
开关电源适配器设计开始，应当对所设计电源效率有一个恰当的估计，由此选择功率开关。
用式（7.3.2）计算出允许的总损耗。
再根据所选择拓朴给出功率电路的允许损耗——功率开关损耗Ps，变压器损耗Pt，滤波器损耗Pf，漏感引起的损耗Pls，缓冲电路损耗Psn，整流损耗Pr等等。
辅助电源如果是直接取自于输入电压，不影响功率电路输入功率，可根据所选择的功率器件，保护电路和显示电路的消耗电流，单独给出允许损耗；如果辅助电源采用自举供电，在功率电路中还应当包含其损耗。
功率开关损耗Ps包括功率管导通和开关损耗。
导通损耗与电流I或电流的平方I2成正比。
高压器件比低压器件导通电阻（或压降）大，更长的开关时间，因此通态损耗和开关损耗也大。
开关损耗随频率增加而增加，因此高压大功率开关电源一般开关频率较低。
IGBT电压定额一般在500V以上，导通压降在2-3V，从损耗的观点看不适宜工作在低电压（小于200V）和工作频率超过30kHz电路中。
低压MOSFET电流定额越大，导通电阻越小。
如果将大电流定额的器件用在小工作电流场合，导通损耗明显降低，但大电流器件的栅极电荷比小电流大，栅极驱动损耗将明显增加，因此必须在栅极损耗和导通损耗之间折中，但栅极损耗随开关频率增加而增加，如果采用大马拉小车，开关频率是调节损耗的重要因素。
双极型功率管通态压降一般在1V以上，为减少存储时间，通常采用抗饱和措施，导通压降增加。
粗略估计，可以假定开关损耗等于导通损耗。
变压器损耗Pt包括磁芯损耗和线圈损耗（铜损耗）。
开关电源开关管和整流桥损耗的计算
开关电源开关管和整流桥损耗的计算一、导通损耗P dc （与平均直流有关）设开关管的导通压降为1V ,整流桥的压降也为1V ,则导通损耗P dc 为P dc =L(Q)+L(D)=1I IN ONT T +1 I O OFFT T二、交流开关损耗P ac（a ）最理想的晶体管开关波形电流电压的转变同时开始,同时结束。
（b ）最恶劣情况的波形，Q1导通时，电压保持最大值Vdc(max )直到电流达到最大值时才开始下降；关断时，电流保持恒定值Io 直到Q1电压达到最大值Vdc 时才开始下降。
（a ）最理想的晶体管开关波形电流电压的转变同时开始，同时结束。
（b ）最恶劣情况的波形，Q1导通时，电压保持最大值V dc(max)直到电流达到最大值时才开始下降；关断时，电流保持恒定值I o 直到Q1电压达到最大值V dc 时才开始下降。
开关损耗的的计算非常复杂，与半导体特性的许多变量和开关器件的驱动方法有关，此外，还与实际电路的设计（包括缓冲电路、负载、能量回馈的设计）因素有关。
在开通和关断瞬间，Q 的损耗由电流和电压的交叠产生。
D 的损耗与反向恢复时间有关，因为在反向恢复瞬间存在电流和电压应力。
电感的电流纹波在磁芯材料上产生磁滞和涡流损耗。
开通损耗P(T on )= vf dc o cr dc o T V I T V I + 若设T cr =T vf =T s ，则P(T on )=V dc I o (T s /T) 关断损耗P(T off )= 22cf o dc vr o dc T I V T I VT T +若设T cr =T cf =T s ，则P(T off )=V dc I o (T s /T)总的开关损耗为P ac =2V dc I o (T s /T)三、开关电源的总损耗P tP t =P ac +P dc。
【干货】开关电源MOS的8大损耗计算与选型原则!
【干货】开关电源MOS 的8 大损耗计算与选型原
则！
一、MOS 设计选型的几个基本原则
建议初选之基本步骤：
1.电压应力
在电源电路应用中，往往首先考虑漏源电压VDS 的选择。
在此上的基本原则为MOSFET 实际工作环境中的最大峰值漏源极间的电压不大于器件规格书中标称漏源击穿电压的90% 。
即：
VDS_peak≤90% * V(BR)DSS
注：一般地，V(BR)DSS 具有正温度系数。
故应取设备最低工作温度条件
下之V(BR)DSS 值作为参考。
2.漏极电流
其次考虑漏极电流的选择。
基本原则为MOSFET 实际工作环境中的最大周期漏极电流不大于规格书中标称最大漏源电流的90% ；漏极脉冲电流峰值不大于规格书中标称漏极脉冲电流峰值的90% 即：
ID_max≤90% * ID
ID_pulse≤90% * IDP
注：一般地，ID_max 及ID_pulse 具有负温度系数，故应取器件在最大
结温条件下之ID_max 及ID_pulse 值作为参考。
器件此参数的选择是极为
不确定的—主要是受工作环境，散热技术，器件其它参数（如导通电阻，热阻等）等相互制约影响所致。
最终的判定依据是结点温度（即如下第六条之“耗散功率约束”）。
根据经验，在实际应用中规格书目中之ID 会比实际最大工作电流大数倍，这是因为散耗功率及温升之限制约束。
在初选计算时期还。
工程师必读开关电源MOS的8大损耗
工程师必读开关电源MOS的8大损耗在器件设计选择过程中需要对MOSFET的工作过程损耗进行先期计算（所谓先期计算是指在没能够测试各工作波形的情况下，利用器件规格书提供的参数及工作电路的计算值和预计波形，套用公式进行理论上的近似计算）。
MOSFET的工作损耗基本可分为如下几部分：1、导通损耗Pon导通损耗,指在MOSFET完全开启后负载电流（即漏源电流）IDS(on)(t)在导通电阻RDS(on)上产生之压降造成的损耗。
导通损耗计算：先通过计算得到IDS(on)(t)函数表达式并算出其有效值IDS(on)rms，再通过如下电阻损耗计算式计算：Pon=IDS(on)rms2×RDS(on)×K×Don说明：计算IDS(on)rms时使用的时期仅是导通时间Ton，而不是整个工作周期Ts；RDS(on)会随IDS(on)(t)值和器件结点温度不同而有所不同，此时的原则是根据规格书查找尽量靠近预计工作条件下的RDS(on)值（即乘以规格书提供的一个温度系数K）。
2、截止损耗Poff截止损耗，指在MOSFET完全截止后在漏源电压VDS(off)应力下产生的漏电流IDSS造成的损耗。
截止损耗计算：先通过计算得到MOSFET截止时所承受的漏源电压VDS(off)，在查找器件规格书提供之IDSS，再通过如下公式计算：Poff=VDS(off)×IDSS×（1-Don）说明：IDSS会依VDS(off)变化而变化，而规格书提供的此值是在一近似V(BR)DSS条件下的参数。
如计算得到的漏源电压VDS(off)很大以至接近V(BR)DSS则可直接引用此值，如很小，则可取零值，即忽略此项。
3、开启过程损耗开启过程损耗，指在MOSFET开启过程中逐渐下降的漏源电压VDS(off_on)(t)与逐渐上升的负载电流（即漏源电流）IDS(off_on)(t)交叉重叠部分造成的损耗。
开关电源损耗计算方法
开关电源损耗计算方法
开关电源损耗计算方法是指用于计算开关电源中各种元件和电路的损耗的方法。
开关电源在工作过程中，由于元件和电路的阻抗，会产生能量损耗，这些损耗主要表现在开关管的导通损耗、二极管的正向损耗、电容的损耗以及变压器和线圈的损耗等方面。
对于开关管导通损耗的计算，通常采用开关管导通电阻和电流的乘积来计算。
公式为：功耗= 电流²×导通电阻。
其中，导通电阻指的是开关管导通时电阻的大小，通常比较小。
二极管正向损耗的计算则使用电流和正向压降的乘积进行。
公式为：功耗= 电流×正向压降。
正向压降是指二极管正向导通时的压降大小。
电容的损耗则用1/2×电容×电压²×频率×损耗角正切值来计算。
公式为：功耗= 1/2×电容×电压²×频率×损耗角正切值。
其中，损耗角正切值是指电容器的损耗角和电容的比值。
对于变压器和线圈的损耗，分为变压器铁耗和线圈铜耗。
它们的计算方法与上述其他元件的损耗类似，也是通过测量相关参数并利用公式进行计算得出的。
总的来说，开关电源损耗计算方法是一种用于评估开关电源性能的重要手段，通过对各种元件和电路的损耗进行精确计算，可以帮助工程师优化电路设计，提高电源效率并减小能源浪费。
开关电源的总损耗
开关电源的总损耗开关电源的总损耗根据效率定义，电源的总损耗为△P=Pi－Po=Po(1/η－1)(7.3.2)总损耗包括功率器件、变压器、滤波电路、缓冲电路、辅助电源、EMI滤波、保险丝、假负载等一切损耗。
有时“变换器效率”，实际上仅只包含功率电路、变压器、整流滤波电路和缓冲电路损耗，不包含除此以外的其他电路损耗，甚至不包含功率开关驱动损耗。
开关电源适配器设计开始，应当对所设计电源效率有一个恰当的估计，由此选择功率开关。
用式（7.3.2）计算出允许的总损耗。
再根据所选择拓朴给出功率电路的允许损耗——功率开关损耗Ps，变压器损耗Pt，滤波器损耗Pf，漏感引起的损耗Pls，缓冲电路损耗Psn，整流损耗Pr等等。
辅助电源如果是直接取自于输入电压，不影响功率电路输入功率，可根据所选择的功率器件，保护电路和显示电路的消耗电流，单独给出允许损耗；如果辅助电源采用自举供电，在功率电路中还应当包含其损耗。
功率开关损耗Ps包括功率管导通和开关损耗。
导通损耗与电流I或电流的平方I2成正比。
高压器件比低压器件导通电阻（或压降）大，更长的开关时间，因此通态损耗和开关损耗也大。
开关损耗随频率增加而增加，因此高压大功率开关电源一般开关频率较低。
IGBT电压定额一般在500V以上，导通压降在2-3V，从损耗的观点看不适宜工作在低电压（小于200V）和工作频率超过30kHz电路中。
低压MOSFET电流定额越大，导通电阻越小。
如果将大电流定额的器件用在小工作电流场合，导通损耗明显降低，但大电流器件的栅极电荷比小电流大，栅极驱动损耗将明显增加，因此必须在栅极损耗和导通损耗之间折中，但栅极损耗随开关频率增加而增加，如果采用大马拉小车，开关频率是调节损耗的重要因素。
双极型功率管通态压降一般在1V以上，为减少存储时间，通常采用抗饱和措施，导通压降增加。
粗略估计，可以假定开关损耗等于导通损耗。
变压器损耗Pt包括磁芯损耗和线圈损耗（铜损耗）。
开关电源的损耗影响因素超全解读——这篇经验之谈确定不来看看？(民熔)
开关电源损耗影响因素有哪些要提高开关电源的效率，就必须分辨和粗略估算各种损耗。
开关电源内部的损耗大致可分为四个方面：开关损耗、导通损耗、附加损耗和电阻损耗。
这些损耗通常会在有损元器件中同时出现，下面将分别讨论。
与磁性元件有关的损耗对一般设计工程师而言，这部分非常复杂。
因为磁性元件术语的特殊性，以下所述的损耗主要由磁心生产厂家以图表的形式表示，这非常便于使用。
这些损耗列于此处，使人们可以对损耗的性质作出评价。
与变压器和电感有关的损耗主要有三种：磁滞损耗、涡流损耗和电阻损耗。
在设计和构造变压器和电感时可以控制这些损耗。
磁滞损耗与绕组的匝数和驱动方式有关。
它决定了每个工作周期在B-H曲线内扫过的面积。
扫过的面积就是磁场力所作的功，磁场力使磁心内的磁畴重新排列，扫过的面积越大，磁滞损耗就越大。
感(用串联于绕组的小电感表示)使一部分磁通不与磁心交链而漏到周围的空气和材料中。
它的特性并不受与之相关的变压器或电感的影响，因此绕组的反射阻抗并不影响漏感的性能。
漏感会带来一个问题，因为它没有将功率传递到负载，而是在周围的元件中产生振荡能量。
在变压器和电感的结构设计中，要控制绕组的漏感大小。
每一个的漏感值都会不同，但能控制到某个额定值。
一些减少绕组漏感的通用经验法则是：加长绕组的长度、离磁心距离更近、绕组之间的紧耦合技术，以及相近的匝比(如接近l：1)。
对通常用于DC-DC变换器的E-E型磁心，预计的漏感值是绕组电感的3％～5％。
在离线式变换器中，一次绕组的漏感可能高达绕组电感的12％，如果变压器要满足严格的安全规程的话。
用来绝缘绕组的胶带会使绕组更短，并使绕组远离磁心和其他绕组。
开关电源内部主要损耗功率开关是典型的开关电源内部最主要的两个损耗源之一。
损耗基本上可分为两部分：导通损耗和开关损耗。
导通损耗是当功率器件已被开通，且驱动和开关波形已经稳定以后，功率开关处于导通状态时的损耗；开关损耗是出现在功率开关被驱动，进入一个新的工作状态，驱动和开关波形处于过渡过程时的损耗。
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开关电源8大损耗，讲的太详细了能量转换系统必定存在能耗，虽然实际应用中无法获得100%的转换效率，但是，一个高质量的电源效率可以达到非常高的水平，效率接近95%。
绝大多数电源IC 的工作效率可以在特定的工作条件下测得，数据资料中给出了这些参数。
一般厂商会给出实际测量的结果，但我们只能对我们自己的数据担保。
图1 给出了一个SMPS 降压转换器的电路实例，转换效率可以达到97%，即使在轻载时也能保持较高效率。
采用什么秘诀才能达到如此高的效率？我们最好从了解SMPS 损耗的公共问题开始，开关电源的损耗大部分来自开关器件(MOSFET 和二极管)，另外小部分损耗来自电感和电容。
但是，如果使用非常廉价的电感和电容(具有较高电阻)，将会导致损耗明显增大。
选择IC 时，需要考虑控制器的架构和内部元件，以期获得高效指标。
例如，图1 采用了多种方法来降低损耗，其中包括：同步整流，芯片内部集成低导通电阻的MOSFET，低静态电流和跳脉冲控制模式。
我们将在本文展开讨论这些措施带来的好处。
图1. 降压转换器集成了低导通电阻的MOSFET，采用同步整流，效率曲线如图所示。
降压型SMPS损耗是任何SMPS 架构都面临的问题，我们在此以图2 所示降压型(或buck)转换器为例进行讨论，图中标明各点的开关波形，用于后续计算。
降压转换器的主要功能是把一个较高的直流输入电压转换成较低的直流输出电压。
为了达到这个要求，MOSFET 以固定频率(f S)，在脉宽调制信号(PWM)的控制下进行开、关操作。
当MOSFET 导通时，输入电压给电感和电容(L 和C OUT)充电，通过它们把能量传递给负载。
在此期间，电感电流线性上升，电流回路如图2 中的回路1 所示。
当MOSFET 断开时，输入电压断开与电感的连接，电感和输出电容为负载供电。
电感电流线性下降，电流流过二极管，电流回路如图中的环路2 所示。
MOSFET 的导通时间定义为PWM 信号的占空比(D)。
D 把每个开关周期分成[D ×t S]和[(1 - D) ×t S]两部分，它们分别对应于MOSFET 的导通时间(环路1)和二极管的导通时间(环路2)。
所有SMPS 拓扑(降压、反相等)都采用这种方式划分开关周期，实现电压转换。
对于降压转换电路，较大的占空比将向负载传输较多的能量，平均输出电压增加。
相反，占空比较低时，平均输出电压也会降低。
根据这个关系，可以得到以下理想情况下(不考虑二极管或MOSFET 的压降)降压型SMPS 的转换公式：V OUT = D ×V INI IN = D ×I OUT需要注意的是，任何SMPS 在一个开关周期内处于某个状态的时间越长，那么它在这个状态所造成的损耗也越大。
对于降压型转换器，D 越低(相应的VOUT 越低)，回路2 产生的损耗也大。
1、开关器件的损耗MOSFET 传导损耗图2 (以及其它绝大多数DC-DC 转换器拓扑)中的MOSFET 和二极管是造成功耗的主要因素。
相关损耗主要包括两部分：传导损耗和开关损耗。
MOSFET 和二极管是开关元件，导通时电流流过回路。
器件导通时，传导损耗分别由MOSFET 的导通电阻(R DS(ON))和二极管的正向导通电压决定。
MOSFET 的传导损耗(P COND(MOSFET))近似等于导通电阻R DS(ON)、占空比(D)和导通时MOSFET 的平均电流(IMOSFET(AVG))的乘积。
P COND(MOSFET) (使用平均电流) = IMOSFET(AVG)²×R DS(ON)×D上式给出了SMPS 中MOSFET 传导损耗的近似值，但它只作为电路损耗的估算值，因为电流线性上升时所产生的功耗大于由平均电流计算得到的功耗。
对于“峰值”电流，更准确的计算方法是对电流峰值和谷值(图3 中的IV 和IP)之间的电流波形的平方进行积分得到估算值图3. 典型的降压型转换器的MOSFET 电流波形，用于估算MOSFET 的传导损耗。
下式给出了更准确的估算损耗的方法，利用IP 和IV 之间电流波形I²的积分替代简单的I²项。
P COND(MOSFET) = [(IP3 - IV3)/3] ×R DS(ON)×D= [(IP3 - IV3)/3] ×R DS(ON)×V OUT/V IN式中，IP 和IV 分别对应于电流波形的峰值和谷值，如图3 所示。
MOSFET 电流从IV 线性上升到IP，例如：如果IV 为0.25A，IP 为1.75A，R DS(ON)为0.1Ω，V OUT为VIN/2 (D = 0.5)，基于平均电流(1A)的计算结果为：PCOND(MOSFET) (使用平均电流) = 12×0.1 ×0.5 = 0.050W利用波形积分进行更准确的计算：P COND(MOSFET) (使用电流波形积分进行计算) = [(1.753 - 0.253)/3] ×0.1 ×0.5 = 0.089W 或近似为78%，高于按照平均电流计算得到的结果。
对于峰均比较小的电流波形，两种计算结果的差别很小，利用平均电流计算即可满足要求。
2、二极管传导损耗MOSFET 的传导损耗与R DS(ON)成正比，二极管的传导损耗则在很大程度上取决于正向导通电压(VF)。
二极管通常比MOSFET 损耗更大，二极管损耗与正向电流、VF 和导通时间成正比。
由于MOSFET 断开时二极管导通，二极管的传导损耗(P COND(DIODE))近似为：P COND(DIODE) = IDIODE(ON)×VF ×(1 - D)式中，IDIODE(ON)为二极管导通期间的平均电流。
图2 所示，二极管导通期间的平均电流为I OUT，因此，对于降压型转换器，P COND(DIODE)可以按照下式估算：P COND(DIODE) = I OUT×VF ×(1 - V OUT/V IN)与MOSFET 功耗计算不同，采用平均电流即可得到比较准确的功耗计算结果，因为二极管损耗与I 成正比，而不是I2。
显然，MOSFET 或二极管的导通时间越长，传导损耗也越大。
对于降压型转换器，输出电压越低，二极管产生的功耗也越大，因为它处于导通状态的时间越长。
3、开关动态损耗由于开关损耗是由开关的非理想状态引起的，很难估算MOSFET 和二极管的开关损耗，器件从完全导通到完全关闭或从完全关闭到完全导通需要一定时间，在这个过程中会产生功率损耗。
图4 所示MOSFET 的漏源电压(V DS)和漏源电流(I DS)的关系图可以很好地解释MOSFET 在过渡过程中的开关损耗，从上半部分波形可以看出，t SW(ON)和t SW(OFF)期间电压和电流发生瞬变，MOSFET 的电容进行充电、放电。
图4 所示，V DS降到最终导通状态(= ID ×R DS(ON))之前，满负荷电流(ID)流过MOSFET。
相反，关断时，V DS在MOSFET 电流下降到零值之前逐渐上升到关断状态的最终值。
开关过程中，电压和电流的交叠部分即为造成开关损耗的来源，从图4 可以清楚地看到这一点。
图4. 开关损耗发生在MOSFET 通、断期间的过渡过程开关损耗随着SMPS 频率的升高而增大，这一点很容易理解，随着开关频率提高(周期缩短)，开关过渡时间所占比例增大，从而增大开关损耗。
开关转换过程中，开关时间是占空比的二十分之一对于效率的影响要远远小于开关时间为占空比的十分之一的情况。
由于开关损耗和频率有很大的关系，工作在高频时，开关损耗将成为主要的损耗因素。
MOSFET 的开关损耗(P SW(MOSFET))可以按照图3 所示三角波进行估算，公式如下：P SW(MOSFET) = 0.5 ×VD ×ID ×(t SW(ON) + t SW(OFF)) ×f S其中，VD 为MOSFET 关断期间的漏源电压，ID 是MOSFET 导通期间的沟道电流，t SW(ON)和t SW(OFF)是导通和关断时间。
对于降压电路转换，V IN 是MOSFET 关断时的电压，导通时的电流为I OUT。
为了验证MOSFET 的开关损耗和传导损耗，图5 给出了降压转换器中集成高端MOSFET 的典型波形：V DS和I DS。
电路参数为：V IN = 10V、V OUT = 3.3V、I OUT = 500mA、R DS(ON) = 0.1Ω、f S = 1MHz、开关瞬变时间(t ON + t OFF)总计为38ns。
在图5 可以看出，开关变化不是瞬间完成的，电流和电压波形交叠部分导致功率损耗。
MOSFET“导通”时(图2)，流过电感的电流IDS 线性上升，与导通边沿相比，断开时的开关损耗更大。
利用上述近似计算法，MOSFET 的平均损耗可以由下式计算：PT(MOSFET) = P COND(MOSFET) + P SW(MOSFET)= [(I13 - I03)/3] ×R DS(ON)×V OUT/V IN + 0.5 ×V IN×I OUT×(t SW(ON) + t SW(OFF)) ×f S= [(13 - 03)/3] ×0.1 ×3.3/10 + 0.5 ×10 ×0.5 ×(38 ×10-9) ×1 ×106= 0.011 + 0.095 = 106mW这一结果与图5 下方曲线测量得到的117.4mW 接近，注意：这种情况下，f S足够高，PSW(MOSFET)是功耗的主要因素。
图5. 降压转换器高端MOSFET 的典型开关周期，输入10V、输出3.3V (输出电流500mA)。
开关频率为1MHz，开关转换时间是38ns。
与MOSFET 相同，二极管也存在开关损耗。
这个损耗很大程度上取决于二极管的反向恢复时间(t RR)，二极管开关损耗发生在二极管从正向导通到反向截止的转换过程。
当反向电压加在二级管两端时，正向导通电流在二极管上产生的累积电荷需要释放，产生反向电流尖峰(I RR(PEAK))，极性与正向导通电流相反，从而造成V ×I 功率损耗，因为反向恢复期内，反向电压和反向电流同时存在于二极管。
图6 给出了二极管在反向恢复期间的PN 结示意图。
图6. 二极管结反偏时，需要释放正向导通期间的累积电荷，产生峰值电流(I RR(PEAK))。
了解了二极管的反向恢复特性，可以由下式估算二极管的开关损耗(P SW(DIODE))：P SW(DIODE) = 0.5 ×V REVERSE×I RR(PEAK)×t RR2×f S其中，V REVERSE是二极管的反向偏置电压，I RR(PEAK)是反向恢复电流的峰值，t RR2是从反向电流峰值I RR到恢复电流为正的时间。