三端口全桥变换器的零功率控制

功率控制

LTE功率控制 LTE功率控制的对象包括PUCCH，PUSCH，SRS，RA preamble， RA Msg3等。由于这些上行信号的数据速率和重要性各自不同，其具体功控方法和参数也不尽相同。PUSCH和SRS的功控基本相同。 1 标称功率(Nominal Power) eNB首先为该小区内的所有UE半静态设定一标称功率P0（对PUSCH和PUCCH有不同的标称功率，分别记为P0_PUSCH和P0_PUCCH ），该值通过系统消息SIB2（UplinkPowerControlCommon: p0-NominalPUSCH, p0-NominalPUCCH）广播给所有UE；P0_PUSCH的取值范围是（-126，24）dBm。 需要注意的是对于动态调度的上行传输和半持久调度的上行传输，P0_PUSCH的值也有所不同（SPS-ConfigUL: p0-NominalPUSCH-Persistent）。 另外RA Msg3的标称功率不受以上值限制，而是根据RA preamble初始发射功率（preambleInitialReceivedTargetPower）加上?Preamble_Msg3 （UplinkPowerControlCommon: deltaPreambleMsg3）。 每个UE还有UE specific的标称功率偏移（对PUSCH和PUCCH有不同的UE标称功率，分别记为P0_UE_PUSCH和P0_UE_PUCCH ），该值通过dedicated RRC信令（UplinkPowerControlDedicated: p0-UE-PUSCH, p0-UE-PUCCH）下发给UE。P0_UE_PUSCH和P0_UE_PUCCH的单位是dB，因此这个值可以看成是不同UE对于eNB范围标称功率P0_PUSCH和P0_PUCCH的一个偏移量。对于动态调度的上行传输和半持久调度的上行传输，P0_UE_PUSCH的值也有所不同。 最终UE所使用的标称功率是（eNB范围标称功率 + UE Specific偏移量）。 2 路损补偿 在标称功率基础上，UE还需要根据测量得到的路损数据自动进行功率补偿。UE 通过测量下行参考信号（RSRP）计算得到下行路损，乘以一个补偿系数α后作为上行路损补偿。系数α由eNB在系统消息中半静态设定（UplinkPowerControlCommon: alpha）。对于PUCCH和Msg 3，α总是为1。标称功率设定和路损补偿都属于半静态功率控制，UE的动态功率控制有基于MCS 的隐式功率调整和基于PDCCH的显示功率调整。 3 基于MCS的功率调整 根据Shannon公式，发射功率需要正比于传输数据速率。在LTE系统中，MCS决定了每个RB上行数据量的大小，因此调度信息中的MCS隐式地决定了功率调整需求。 根据公式可以得到功率调整量。 公式中的MPR即是由MCS决定的per RE的数据块大小； 公式中的KS一般情况下=1.25。 公式中的β是上行数据全为控制数据（如CQI）而无其他上行数据情况下的调整系数；如果有其他上行数据则为1。 基于MCS的功率调整仅针对PUSCH数据，对PUCCH和SRS不适用。 eNB可以对某UE关闭或开启基于MCS的功率调整，通过dedicated RRC信令（UplinkPowerControlDedicated: deltaMCS-Enabled）实现。

三端口半桥变换器的可独立再生的电力系统系列概要

三端口半桥变换器的可独立再生的电力系统系列 摘要：一种系统的方法来产生三端口半桥变换器（TPHBCS）接口的可再生源，一种储能电池，并提出了一个独立的可再生能源负荷的电力系统应用。在变压器中存在直流偏置电流，半桥变换器的主要电路可以看作为是一个同步整流的降压变换器，通过功率流动方向可以在可再生能源和电池当中配置，其中电池是一个并联连接的独立的电容器。为了使电压在三端口的任何两个端口之间独立调节，一种快速、同步、各种各样的可实现调节被提出。结果，一系列的三端口半桥变换器的一些简单的拓扑结构和控制，电气设备数量的减少和任意两端口单机功率的转换等优点被展现出来，一个同步整流的三端口半桥变换器被作为一个列子来验证所提出的方法并且实验结果也再次验证了三端口半桥变换器的工作原理。这种拓扑结构的理念被进一步扩展，一些新奇的三端口变换器进行不同的用途。 关键词：反激式变换器半桥变换器再生电力系统三端口转换器拓扑结构 1.说明 可再生能源，例如太阳能、潮汐能、风能在自然界中都是间歇性的，燃料电池系统的特点也是缓慢的暂态响应。为了刚好的提供负载，储能元件像电池或者超级电容，作为一种能量运作的缓冲，通常在独立的可再生能源中是需要的，其中几个独立的直流直流转换器按常规采用[1]，如图1（a）所示，它的缺点是高成本、低效率，由于多阶段的转换。为了更好地饿衔接可再生能源、储能元件和负载下，一个及承诺的三端口转换器（TPC）如图1（b）所示将是很好的一个参考[2]-[4]。详细比较二者的解决方案，已在[4]中给出，它表明了这种集成的三端口转换器具有较高的系统优势、更高的效率、更低的成本、更快的反应以及紧凑的包装便于集中控制。 由于它显著的优点，像更低的消耗和紧凑的结构，统一的电力管理接口，并且最近许多低成本、多端口的转换器已经被提出用作不同的用途，如混合电动车辆[4]-[9],燃料电池和电池系统[10]-[12]，航空航天动力系统[13]，[14]，电池组备用[15]- [20]，和混合能源储存系统[21]。许多技术已经被用来提供多端口接口。其中最简单的方法就是对一个共同母线接几个阶段的转换器[3],[4]，它不是一个集成的转换器，因为只有极少数设备是共享的，许多集成的三端口转换器是由半桥或者全桥拓扑结构通过磁耦合在通过高频电压器集成的[9]-[12]。然而，这些转换器利用了大量的开关，导致复杂的驾驶和控制电路，并可能降低性能的集成转换器。在[13]-[16]中，一个三端口拓扑生成是通过引入中间分支，由一个开关和二极管组成，在半桥转换器（HBC）中很好的表现出来。这种方法是在[18]进一步发展分时的概念，提出了综合的多拓扑结构。 半桥变换器是一个隔离的最基本的拓扑结构，它主开关通常是交替操作或者补充的。而在半桥变换器输入电容可以是作为电压源和它们的电压可以被两个充电并排放下。这是一个暗示，我们可以建立一个TPC从HBC如果我们并行连接的存储元件，如电池，随着HBC的分压电容，因为电池可以充电或放电，通过控制主开关的HBC。 本文的主要贡献是提出一个系统生成三端口半桥变换器的方法（TPHBC）基于功率流分析接

功率因数控制器RVC的使用说明

功率因数控制器RVC的使用 1)、控制器RVC上电后可看到其默认界面为自动状态（Auto），按Mode键进入手动界面； 2)、按Mode键进入自动设定参数的界面； 3)、按Mode键进入手动设定目标功率因数cosψ的界面，通过按“+”和“-”键调整其大小，推荐cosψ为0.92--0.98； 4)、按Mode键进入设定灵敏系数C/k的界面，通过按“+”和“-”键调整其大小，可查阅RVC使用说明书的C/k表得到其值，也可通过下面的方法计算： 其中： Q：单步无功功率（kvar）； U：系统电压（V）； K：电流互感器变比。 5)、按Mode键进入手动设定相位值PHASE的界面，通过按“+”和“-”键调整其大小。严格按照RVC使用说明书要求的接线方式进行电压电流互感器信号的输入接线的前提下，可查阅使用说明书中的相位表得到相位值，也可以用以下方法设置： 确定RVC测试点实际的功率因数cosψ，然后调整相位值，进入RVC的自动界面查看其显示的功率因数是否与先前的实际值一致，若否，则调整相位值直到与实际值一致； 6)、按Mode键进入手动设定投切延迟时间Delay的界面，通过按“+”和“-”键调整其大小，推荐运行时的延迟时间为10秒，也可根据调试需要将其增大至40秒； 7)、按Mode键进入手动设定输出组数Output的界面，通过按“+”和“-”键调整其大小，补偿柜中的组数即为其值； 8)、按Mode键进入手动设定序列Sequence的界面，通过按“+”和“-”键调整其设定，可参见下表： 序列类型（组间容量的比例关系）显示值 1∶1∶1∶1∶1∶…∶1 1.1.1 1∶2∶2∶2∶2∶…∶2 1.2.2 1∶2∶4∶4∶4∶…∶4 1.2.4 1∶2∶4∶8∶8∶…∶8 1.2.8 1∶1∶2∶2∶2∶…∶2 1.1.2 1∶1∶2∶4∶8∶…∶8 1.1.8 1∶2∶3∶3∶3∶…∶3 1.2.3 1∶2∶3∶6∶6∶…∶6 1.2.6 1∶1∶2∶3∶3∶…∶3 1.1.3 1∶1∶2∶3∶6∶…∶6 1.1.6 9)、按Mode键进入自动界面(Auto)，显示值即为测试到的功率因数值。若显示值与实际值不符，可以通过调整相位值PHASE改变相位关系，直到与实际值一致，

基于软开关技术的DCDC功率变换器的设计

基于软开关技术的DC/DC功率变换器的设计 O 引言 基于软开关技术的全桥DC／DC变换器在高频、大功率的直流变换领域，有着广泛的应用前景，它提高了系统的效率，增大了装置的功率密度。本文设计的变换器现正应用于电子模拟功率负载中，该负载系统要求能有效实现能量回馈电网，且直流高压>540V，低压直流为48~60V，因此，为升压变换。限于篇幅，本文仅对DC／DC变换器的设计进行讨论，该变换器利用高频变压器的原边漏感、功率MOSFET并联外接的电容实现零电压开关，该方案简单、高效、易实现。采用改进型移相控制器UC3879为控制核心，对变换器实现恒流输入控制，文中给出了实用的控制电路和主要参数的设计方法。试验结果证明系统性能优良、效率高、功率密度大。 1 基本原理 1.1 DC／DC变换器的电路原理 图1所示的是DC／DC功率变换器的电路原理图，功率开关管S1~S4及内部集成的二极管组成全桥开关变换器，S1及S3组成超前桥臂，S2及S4组成滞后桥臂，S1~S4在寄生电容、外接电容C1~C4和变压器漏感的作用F谐振，实现零电压开关。其中C7为隔直电容，可有效地防止高频变压器的直流偏磁。低压直流侧滤波电容为C5、C6、L1为共模电感。实时检测的输入侧电流值同指令电流值比较，得到的误差信号经过PI 环节输出，由改进型移相控制器UC3879组成的控制系统实时生成变换器的触发脉冲；系统实行恒流控制，便于在不同负载情况下考核被测试的直流电源组，同时，也利于根据试验考核系统的功率等级，实现多个相同电子模拟负载模块的并联。

经过实验测试，DC／DC功率变换器工作在软开关状态下，输出高压直流为560V时，高频变压器副边电压的峰值高达1000V。考虑在工程应用中，系统应该有足够的储备裕量，以利于长时间可靠、安全的运行，整流部分由两个完全相同的整流桥串联构成。 1.2 控制策略 对于全桥变换器的控制通常有双极性控制方式、有限双极性控制方式和移相控制方式。双极性控制方式下的功率开关管工作在硬开关状态，开关管的开关损耗很大，限制了开关频率的提高。有限双极性控制方式可使一对开关管是零电压开关，另一对开关管是零电流开关，适合选用IGBT作为开关管，能避免IGBT的电流拖尾。对于功率MOSFET，移相控制方式的拓扑结构简洁，控制方式简单，也有很多优点： 1)开关频率恒定，利于滤波器的优化设计； 2)实现了开关管的零电压开关，减小了开关损耗，可提高开关频率； 3)功率器件的电压和电流应力小。 因此，该DC／DC功率变换器的控制采用移相控制方式实现零电压开关。每个桥臂的两个开关管成180°互补导通(同一桥臂两开关管有一死区时间)，两个桥臂的触发角相差一个相位，即移相角，通过调节移相角可以调节输出电压。开关管关断时变压器的原边电流给关断开关管的

功率控制

功率控制培训讲义 一、背景 控制无线路径上的发射功率的目的是在不需要最大发射功率，就能达到较好的传输质量的情况下，降低发射功率。这样做，既能保持传输质量高于给定门限，又能降低移动台和基站的平均广播功率，减少对其它通信的干扰。 功率控制分为上行功率控制和下行功率控制，上下行控制独立进行。上行功率控制移动台（MS），下行功率控制基站（BTS）。同一方向的连续两次控制之间的时间间隔由O&M设定。 功率控制包括移动台和基站的功率控制。 移动台功率控制的目的是调整MS的输出功率，使BTS获得稳定接收信号强度，以限制同信道用户的干扰，减少BTS多路耦合器的饱和度，降低移动台功耗；基站功率控制目的是调整BTS输出功率，使MS获得稳定接收信号强度，以限制同信道干扰，降低基站功耗。 基站动态功率控制目的是调整BTS输出功率，使MS获得稳定接收信号强度，以限制同信道干扰，降低基站功耗。基站动态功率控制仅使用稳态功率控制算法。 实现功率控制有两种算法——0508功率控制算法和华为动态功率控制算法（简称0508算法和动态功控算法）。 二、功率控制过程 1．移动台功率控制 移动台功率控制分为两个调整阶段——Stationary稳态调整和Initial初始调整。稳态调整是功率控制算法执行的常规方式，初始调整使用于呼叫接续最开始的时刻。当一个接续发生，MS以所在小区的名义功率输出，（名义功率即在收到功率调整命令之前，MS发射功率为所在小区BCCH信道上广播的系统消息中MS 最大发射功率MS_TXPWR_MAX_CCH。而如果MS不支持这一功率级别，则采用与之最接近的可支持的功率级别，如在建立指示消息中上报的MS类标Classmark所支持的最大输出功率级别）。但因为BTS可同时支持多个呼叫，必须在一个新的接续中尽快降低接收信号强度，否则该BTS支持的别的呼叫的质量会由于BTS 多路耦合器饱和而恶化，并且另外小区的呼叫质量也会由于强干扰而受到影响。

LTE功率控制要点

L T E功率控制要点Last revision on 21 December 2020

功率控制 功率控制是无线系统中重要的一个功能。UE在不同的区域向基站发送信号，这样发送的功率就会有不一致。远的UE发送的功率应该大一些，近的稍微小一些，这样以便基站能够更好的将不同的UE能够解调出来。 功率控制也通常分为开环功率控制和闭环功率控制。开环功率控制通常不需要UE 反馈，基站通过自身的一些测量或者其他信息，来控制UE的功率发送或者自身的功率发送。闭环功率控制通常需要UE的一些相应的信息，包括信噪比(SIR/ SINR) 或者是BLER/FER等信息，来调整UE的发送功率。闭环功率控制又一般分为两种，一种是内环功率控制，一种是外环功率控制。内环功率控制是通过SIR来进行相应的功率控制，基站通过接收到UE的SIR，发现与预期的SIR有差距，然后产生功率控制命令，指示UE进行调整发送功能，以达到预期的SIR。外环功率通常是一种慢功率调整，主要是通过链路的质量来调整SIR，通过测量链路的BLER，来指示SIR的调整情况。 LTE的功率控制，有别于其他系统的功率控制。LTE在一个小区是一个信号正交的系统，所以小区内相互干扰比较小，LTE主要是在小区之间的干扰。所以LTE对于小区内的功率控制的频率相对比较慢。LTE有个概念下行功率分配时要使用到，the energy per resource element (EPRE)，可以立即为每个RE的平均功率。 1上行功率控制 PUSCH的功率控制 UE需要根据eNB的指示设置每个子帧的PUSCH的发射功率 P： PUSCH

)}()()()())((log 10,min{)(TF O_PUSCH PUSCH 10CMAX PUSCH i f i PL j j P i M P i P +?+?++=α [dBm] 以下对于各个参数进行相应的解析。 CMAX P 是UE 的发射的最大的功率，在协议36101中定义的， )(PUSCH i M 是UE 在子帧i 所分配的PUSCH 的RB 的数目或者PUSCH 的RB 带宽，用 RB 数目来表示; )(O_PUSCH j P 是预期的 PUSCH 的功率，包括两部分，一部分是小区属性的参数 )( PUSCH O_NOMINAL_j P ，一个是 UE 属性的参数)(O_UE_PUSCH j P 。对于小区属性，是各个UE 都 相同的这样一个预期的小区的功率，而UE 的参数，则是根据不同的UE 所设置的参数； )(O_PUSCH j P = )( PUSCH O_NOMINAL_j P +)(O_UE_PUSCH j P 当 j=0时，是半静态调度； j=1时是动态调度； j=2时是RA 接入是功率控制的情况，0)2(O_UE_PUSCH =P ； 这几个参数都是在高层指派下来的，在36331中的UplinkPowerControl 中，其中 )( PUSCH O_NOMINAL_j P 范围为(-126..24)，精度为 1dBm ，需要使用8比特来表示; )(O_UE_PUSCH j P 范围为(-8..7), 精度为 1db 。 α是路损的补偿权值，范围为{}1,9.0,8.0,7.0,6.0,5.0,4.0,0∈α，只有动态调度和半静态调度才需要高层指派，RA 过程时α=1。这个α值通常为之间能够达到相对比较好的性能，既能提升UE 的发送功能，又不产生很大的小区间干扰； PL 是UE 计算的下行路损，UE 通过参考信号功率和RSRP(参考信号接收功率)来计算，PL=参考信号功率-RSRP,RSRP 需要通过滤波器来处理，滤波器的权值在高层中定

基于双输入_双输出变换器的三端口变换器拓扑_吴红飞

第31卷第27期中国电机工程学报V ol.31 No.27 Sep.25, 2011 2011年9月25日Proceedings of the CSEE ?2011 Chin.Soc.for Elec.Eng. 45 文章编号：0258-8013 (2011) 27-0045-07 中图分类号：TM46 文献标识码：A 学科分类号：470?40 基于双输入/双输出变换器的三端口变换器拓扑 吴红飞，夏炎冰，邢岩 (南京航空航天大学航空电源航空科技重点实验室，江苏省南京市 210016) Three-port Converter Topologies Based on Dual-input/Dual-output Converter WU Hongfei, XIA Yanbing, XING Yan (Nanjing University of Aeronautics and Astronautics, Nanjing 210016, Jiangsu Province, China) ABSTRACT: The topology mechanism of a three-port converter is discovered in the light of power flow, and a novel topology derivation theory for generation of combined and integrated three-port converter topologies was proposed based on the integration of dual-input and dual-output topologies. The generation principle and methods for a series of new topologies were given. And the three-port converter topologies derived from basic Buck, Boost and Buck/Boost converters were presented. Operational mode analysis is conducted, and experimental results verify the analysis. KEY WORDS: three-port converter; dual-input converter; dual-output converter; topology; stand alone renewable power system 摘要：从端口功率流动的角度揭示三端口变换器的拓扑构成和运行机理，由此提出组合式三端口和集成三端口变换器拓扑族的系统生成方法。从构造三端口变换器所需功率流为切入点，与双输入变换器和双输出变换器比较，并构造新的可控功率通路，得到了一系列三端口变换器拓扑并给出拓扑生成方法。给出由典型的Buck、Boost和Buck/Boost生成三端口变换器的拓扑实例，进行分析和实验验证。 关键词：三端口变换器；双输入变换器；双输出变换器；拓扑；新能源独立发电系统 0 引言 能源危机和环境污染问题日益严重，太阳能、风能等新能源发电技术正成为研究的热点[1-3]。太阳能、风能等新能源发电系统存在电力供应不稳定、不连续和随环境条件变化等缺点，独立运行的新能 基金项目：国家自然科学基金项目(51077071)；江苏省科技成果转化基金(BA2008001)。 Project Supported by National Natural Science Foundation of China (51077071); Grant from the Transformation of Scientific and Technological Achievements in Jiangsu Province(BA2008001)．源发电系统必须配备蓄电池等储能环节来储存和调节电能，以满足用电负载对供电连续性和平稳性的要求[4-6]。 典型的包含储能环节的新能源独立发电系统由单向DC/DC和双向DC/DC变换器构成，其变换器分散控制，体积重量大；系统中存在多级功率变换，效率较低。三端口变换器(three-port converter，TPC)是随着新能源发电技术的发展而提出的一类新型变换器，通过一个变换器可以同时实现输入源、蓄电池和负载的功率管理和控制，具有高集成度、高效率、高可靠性、低体积成本等优点[7-15]。TPC的概念从提出至今获得了国内外学者的极大关注，对其拓扑、调制和功率管理等关键技术进行研究[7-12]，并将其应用于燃料电池发电系统[7]、独立光伏发电系统[8]、混合储能系统[9]、混合动力汽车[10]、航天卫星供电系统[13]等领域。TPC拓扑可分为隔离和非隔离两类，目前对隔离TPC的研究较多，主要集中在拓扑和控制技术两个方面[7-11]，然而，在不要求电气隔离的应用场合，非隔离TPC由于拓扑结构简单、无需使用变压器、变换效率高等特点而更具有优势。文献[15]系统研究了TPC拓扑的构成方法，隔离TPC一般通过多个变压器绕组耦合的方式构成，非隔离TPC则基于共同直流母线耦合的方式构成。基于公共直流母线的非隔离TPC与图1所示的电路结构相同[15]，但是该种方式构成的变换器并不是真正意义上的TPC，不具备高集成度、高效率、低体积成本等特性。 通过分析归纳一类变换器拓扑的共性，从而研究并找出其拓扑构造规律，得到统一的、可推广性的拓扑推演方法，是电力电子变换器拓扑系统研究

移相占空比控制的三端口双向直流变换器

第19卷一第7期2015年7月一电一机一与一控一制一学一报Electri c 一Machines 一and 一Control 一Vol．19No．7July 2015 一一一一一一移相占空比控制的三端口双向直流变换器 王政,一储凯,一张兵,一张玥 (东南大学电气工程学院,江苏南京210096) 摘一要:针对三端口隔离型双向直流变换器在端口输入电压不匹配时部分开关器件不能实现软开关的问题,研究了基于伏秒积相等的移相加占空比的控制策略三详细分析了三端口隔离型双向直流变换器的工作原理二等效电路和功率方程,该变换器通过一个三绕组变压器,将多个直流源相连,结构紧凑二功率密度高,同时使用变压器漏感和开关器件寄生电容可以实现器件软开关,减小功率损耗三给出了移相加占空比的控制策略,建立了变换器的小信号模型三在理论分析的基础上搭建了仿真模型和实验平台,仿真和实验结果表明采用移相加占空比的控制策略能够扩大软开关的范围,动态实验波形证明系统具有良好的动态性能三 关键词:三端口变换器;软开关;移相控制;占空比;伏秒积 DOI :10.15938/j.emc.2015.07.012 中图分类号:TM461文献标志码:A 文章编号:1007-449X(2015)07-0081-07 Three-port bidirectional DC /DC converter with duty cycle and phase-shifting control WANG Zheng,一CHU Kai,一ZHANG Bing,一ZHANG Yue (School of Electrical Engineering,Southeast University,Nanjing 210096,China)Abstract :For part of switching devices in the isolated three-port bidirectional DC /DC converter cannot a-chieve soft switching under large voltage ratios,based on volt-second products equal duty cycle and phase-shifting control was studied.The operating principle,equivalent circuit and power equation of the isolated three-port bidirectional DC /DC converter were analyzed in detail.The converter consists of a three-winding transformer linking multiple DC sides.Its structure is compact and its power density is high.The leakage inductance of transformer and parasitic capacitor of switching devices realize soft-switc-hing operation,in such a way that power loss is reduced and the switching frequency is increased.The realization of duty cycle and phase-shifting control was given,and small signal model of the system was also developed.Both simulation and experiment verified the validity of the proposed control scheme.Keywords :three-port converter;soft-switching;phase-shifting control;duty cycle;volt-second products 收稿日期:2014-10-14 基金项目:航空科学基金(20142869014);江苏省教育厅高校 青蓝工程 (1116000195) 作者简介:王一政(1979 ),男,博士,副教授,博士生导师,研究方向为电机与电力电子系统以及应用; 储一凯(1991 ),男,硕士研究生,研究方向为功率变换二新能源发电技术; 张一兵(1990 ),男,硕士研究生,研究方向为多电平变换器拓扑及控制; 张一玥(1991 ),男,硕士研究生,研究方向为电力电子变换器设计及控制三 通讯作者:王一政

三相功率变换器

逆变器并网电流环控制 1连接电抗器设计 图1并网逆变器主电路图 并网逆变器主电路图如图1所示。滤波电感参数的计算过程如下： 假设在t k 时刻起始的一个开关周期内数值近似保持不变为U k ，电感电流平均值为I Lk ，电流纹波增加量为+L I ?和减小量-L I ?相等，均为L I ?，桥式逆变电路输出电压波形为u i ，占空比为D ，直流电压为V DC ，开关周期为T s ，则t k 即刻起始的一个开关周期内逆变器电压和电感电流波形如图2所示。 图 2逆变器电压和电感电流波形 由图可知，当k k s t t t DT <<+时，+-= dc k L s M V U I DT L ???；当+k s k s t DT t t T <<+时，-=(1)k L s U I D T L ??-。 化简得： dc k s s M U U DT T L L ??=? 2(1)()dc dc L s s M V M V I D D T D D T L L ???=-=- 当占空比D=0.5时且V dc 最大时，L I ?达到最大 则 V

max max 4dc s L M V T I L ???= max max 4dc s L M V T L I ??≥ 在本设计中取直流侧输入电压最大值_max 900V dc V =；10KHz s f =；7.58A o I = ； max =15% 1.61L o I A ?=；=6.89mH L ；=7mH L 。 2电流环设计与仿真 同步旋转坐标系下，逆变器的交流侧电压表达式为 d d gd q q q gq d di v L u i dt di v L u i dt ωω? =-++??? ?=-+-?? 考虑到需要对逆变器的有功无功进行解耦控制，因此在本设计中采用基于d 轴电网电压定向的控制策略，则逆变器交流侧电压表达式可变为 d d gd q q q d di v L u i dt di v L i dt ωω? =-++??? ?=--?? 带解耦的电流闭环控制框图如图3所示。可通过电流状态反馈来实现两轴电 流间的解耦控制。 图3电流闭环控制框图 电流环的参数计算 考虑主电路部分d 轴电流解耦后的传递函数和q 轴电流的控制框图如图4所示。

快速功率控制技术

快速功率控制技术 一．功率控制 功率控制是蜂窝系统中最重要的要求之一。TD-SCDMA系统是一个干扰受限系统，由于远近效应，它的系统容量主要受限于系统内各移动台和基站的干扰，因而，若每个移动台的信号到达基站时都能达到保证通信质量所需的最小信噪比并且保持系统同步，TD-SCDMA系统的容量将会达到最大。功率控制是在对接收机端的接收信号强度或信噪比等指标进行评估的基础上，适时改变发射功率来补偿无线信道中的路径损耗和衰落，从而既维持了通信质量，又不会对同一无线资源中其他用户产生额外干扰。另外，功率控制使得发射机功率减小，从而延长电池使用时间。 二．快速功率控制 ETSI规范推荐的功率控制过程的控制幅度都是固定的，一般取值是2 dB或4 dB，然而，在很多实际的情况下，固定的功率控制幅度并不能达到最优的效果，举一个简单的例子： 当手机在离基站天线很近的地方发起一次呼叫，它使用的初始发射功率是所在小区BCCH信道上广播的系统消息中手机最大发射功率MS_TXPWR_MAX_CCH，很明显，这时由于手机离基站的天线非常近，功率控制过程应该尽可能快地将它的发射功率降下去。然而，规范推荐的功率控制过程做不到，因为它每次只能命令手机降2 dB或4 dB，加上每两次功率控制之间会有一定的间隔期（由于要收集足够多新的测量数据），因此，要将手机发射功率降到合理的值，会经历一段比较长的时间，下行方向也是一样的。可见，这对降低整个GSM网络的干扰情况明显不利，要改善这一点，就是加大每次功率控制的幅度，这就是快速功率控制的核心思想。 快速功率控制过程能够根据实际的信号强度和信号质量情况，判断出应该使用的功率控制幅度，不再局限于一个固定的幅度，这样就可以轻易解决手机初始接入时功率的控制问题。当然，它的作用也不仅仅局限于这种情况，还有很多，比如快速移动的手机、突然出现的干扰或障碍等等，只要出现需要进行大幅度功率控制的现象，快速功率控制过程都能够完满地给予解决。 三．远近效应 由于用户的移动性，不同的移动台和基站之间的距离是不同的。当基站同时接受到两个不同距离移动台的信号时，若两者功率发射都相同，则离基站近的移动台的接受信号强，离基站远的移动台的接收信号弱。这样就会产生以强压若的现象，即远处用户的信号会被近处用户的信号淹没，以至于不能正确解调，这种现象称为“远近效应”。为了克服这种现象，对移动台的发射功率进行调整时非常有必要的，使得基站接收到的所有移动台的信号功率基本相等。

多电平变换器的拓扑结构和控制策略

0 引言 多电平变换器的概念自从A.Nabael在1980年的IAS年会上提出以后，以其独特的优点受到广泛的关注和研究。首先，对于n电平的变换器，每个功率器件承受的电压仅为母线电压的1/（n－1），这就使得能够用低压器件来实现高压大功率输出，且无需动态均压电路；多电平变换器的输出电压波形由于电平数目多，使波形畸变(THD)大大缩小，改善了装置的EMI特性；还使功率管关断时的d v/d t应力减少，这在高压大电机驱动中，有效地防止了电机转子绕组绝缘击穿；最后，多电平变换器输出无需变压器，从而大大减小了系统的体积和损耗。因此，多电平变换器在高电压大功率的变频调速、有源电力滤波装置、高压直流（HVDC）输电系统和电力系统无功补偿等方面有着广泛的应用前景。 1 多电平变换器的拓扑结构 国内外学者对多电平变换器作了很多的研究，提出了不少拓扑结构。从目前的资料上看，多电平变换器的拓扑结构主要有4种： 1）二极管中点箝位型（见图1）； 2）飞跨电容型(见图2)； 3）具有独立直流电源级联型（见图3）； 4）混合的级联型多电平变换器。 图1 二极管箝位型三电平变换器 图2 飞跨电容型三电平变换器

图3 级联型五电平变换器 其中混合级联型是3）的改进模型，它和3）的结构基本上相同，唯一不同的就是3）的直流电源电压均相等，而4）则不等。从图1至图3不难看出这几种拓扑的结构的优缺点。 二极管箝位型多电平变换器的优点是便于双向功率流控制，功率因数控制方便。缺点是电容均压较为复杂和困难。在国内外这种拓扑结构的产品已经进入了实用化。 飞跨电容型多电平变换器，由于采用了电容取代箝位二极管，因此，它可以省掉大量的箝位二极管，但是引入了不少电容，对高压系统而言，电容体积大、成本高、封装难。另外这种拓扑结构，输出相同质量波形的时候，开关频率增高，开关损耗增大，效率随之降低。目前，这种拓扑结构还没有达到实用化的地步。 级联型多电平变换器的优点主要是同数量电平的时候，使用二极管数目少于拓扑结构1）；由于采用的是独立的直流电源，不会有电压不平衡的问题。其主要缺点是采用多路的独立直流电源。目前，这种拓扑结构也有实用化的产品。 2 多电平变换器的控制策略 从目前的资料来看，多电平变换器主要有5种控制策略，即阶梯波脉宽调制、特定消谐波PWM、载波PWM、空间矢量PWM、Sigma-delta调制法。 2.1 阶梯波脉宽调制[1][2][3] 阶梯波调制就是用阶梯波来逼近正弦波，是比较直观的方法。典型的阶梯波调制的参考电压和输出电压如图4所示。在阶梯波调制中，可以通过选择每一个电平持续时间的长短，来实现低次谐波的消除。2m＋1次的多电平的阶梯波调制的输出电压波形的傅立叶分析见式(1)及式(2)。消除k次谐波的原理就是使电压系数b k为0。这种方法本质上是对做参考电压的模拟信号作量化的逼近。从图4中不难看出这种调制方法对功率器件的开关频率没有很高的要求，所以，可以采用低开关频率的大功率器件如GTO来实现；另外这种方法调制比变化范围宽而且算法简单，控制上硬件实现方便。不过这种方法的一个主要缺点就是输出波形的谐波含量高。 图4 九电平阶梯波输出电压波形 v t(t)=b n sin nωt（1） b n=[V cos nα1＋2V cosnα1＋……＋jV cos nαj＋……＋mV cosnαm]（2） 2.2 多电平特定消谐波法[4][5][6] 多电平的特定消谐波法也被称作开关点预制的PWM方法。这种方法是建立在多电平阶梯波调制方法的基础之上的。这种方法的原理就是在阶梯波上通过选择适当的“凹槽” 有选择性地消除特定次谐波，从而达到输出波形质量提高和输出THD减小的目的。这种方法的消谐波和阶梯波的消谐波一样，唯一不同的就是输出电压波形的傅立叶分析后的系数 b n有所不同。现以五电平的特定消谐波的一个输出电压波形(如图5所示)来分析傅立叶分解

功率控制及切换

1.1 功率控制 所谓的功率控制，就是在无线传播上对手机或基站的实际发射功率进行控制，以尽可能降低基站或手机的发射功率，这样就能达到降低手机和基站的功耗以及降低整个GSM网络干扰这两个目的。当然，功率控制的前提是要保证正在通话的呼叫拥有比较好的通信质量。可以通过图3-515 从图3-51可见，由于在A点的手机离基站的天线比较远，而电波在空间的传播损耗与距离的N次方成正比，因此，为了保证一定的通信质量，A点的手机通信时就要使用比较大的发射功率。相比而言，由于B点离基站的发射天线比较近，传播损耗也就比较小，因此，为了得到类似的通信质量，B点的手机通信时就可以使用比较小的发射功率。当一个正在通话的手机从A点向B点移动时，功率控制可以使它的发射功率逐渐减小，相反，当正在通话的手机从B点向A点移动时，功率控制可以使它的发射功率逐渐增大。 功率控制可以分为上行功率控制和下行功率控制，上行和下行功率控制是独立进行的。所谓的上行功率控制，也就是对手机的发射功率进行控制，而下行功率控制，就是对基站的发射功率进行控制。不论是上行功率控制还是下行功率控制，通过降低发射功率，都能够减少上行或下行方向的干扰，同时降低手机或基站的功耗，表现出来的最明显的好处就是：整个GSM网络的平均通话质量大大提高，手机的电池使用时间也大大延长。 1.1.1 功率控制过程 提供功率控制过程进行决策的原始信息是来自手机和基站的测量数据，通过处理和分析这些原始数据，作出相应的控制决策。和切换控制过程类似，一般来说，整个功率控制过程如图3-6所示。

图3-6 功率控制过程框图 1．测量数据保存 与功率控制有关的测量数据类型包括：上行信号电平、上行信号质量、下行信号电平和下行信号质量。 2．测量数据平均处理 为了减小复杂的无线传输对测量值带来的影响，对测量数据的平滑处理一般采用前向平均法。也就是说在功率控制决策时，使用的是多个测量值的平均值。对不同的测量数据类型，求平均的过程中参数设置可以不一样，也就是说所使用的测量数据的个数可以不一样。 3．功率控制决策 功率控制决策需要三个参数：一个门限值，一个N值和一个P值。 若最近的N个平均值中有P个超过门限值，就认为信号电平过高或信号质量太好，若最近的N个平均值中有P个低于门限值，则认为信号电平过低或信号质量太差。 根据信号电平或信号质量的好坏，手机或基站就可以判断如何控制发射功率，提高或降低的幅度由预先配置好的值决定。 4．功率控制命令发送 根据功率控制决策的结论，将相应的控制命令通知基站，由基站负责执行或转发给手机。 5．测量数据修正 在功率控制之后，原先的测量数据和平均值已经没有意义，如果仍旧原封不动地保留的话，会造成后面的错误功率控制决策，因此，要将原来的这些数据统统废弃，或对其进行相应的修正，使得数据仍旧可以继续使用。

功率因数控制器RVC的使用说明

功率因数控制器R V C的使 用说明 Prepared on 24 November 2020

?功率因数控制器RVC的使用 1)、控制器RVC上电后可看到其默认界面为自动状态（Auto），按Mode键进入手动界面； 2)、按Mode键进入自动设定参数的界面； 3)、按Mode键进入手动设定目标功率因数cosψ的界面，通过按“+”和“-”键调整其大小，推荐cosψ为； 4)、按Mode键进入设定灵敏系数C/k的界面，通过按“+”和“-”键调整其大小，可查阅RVC使用说明书的C/k表得到其值，也可通过下面的方法计算：其中： Q：单步无功功率（kvar）； U：系统电压（V）； K：电流互感器变比。 5)、按Mode键进入手动设定相位值PHASE的界面，通过按“+”和“-”键调整其大小。严格按照RVC使用说明书要求的接线方式进行电压电流互感器信号的输入接线的前提下，可查阅使用说明书中的相位表得到相位值，也可以用以下方法设置： 确定RVC测试点实际的功率因数cosψ，然后调整相位值，进入RVC的自动界面查看其显示的功率因数是否与先前的实际值一致，若否，则调整相位值直到与实际值一致； 6)、按Mode键进入手动设定投切延迟时间Delay的界面，通过按“+”和“-”键调整其大小，推荐运行时的延迟时间为10秒，也可根据调试需要将其增大至40秒； 7)、按Mode键进入手动设定输出组数Output的界面，通过按“+”和“-”键调整其大小，补偿柜中的组数即为其值； 8)、按Mode键进入手动设定序列Sequence的界面，通过按“+”和“-”键调整其设定，可参见下表： 序列类型（组间容量的比例关系）显示值 1∶1∶1∶1∶1∶…∶1 1.1.1 1∶2∶2∶2∶2∶…∶2 1.2.2 1∶2∶4∶4∶4∶…∶4 1.2.4 1∶2∶4∶8∶8∶…∶8 1.2.8 1∶1∶2∶2∶2∶…∶2 1.1.2 1∶1∶2∶4∶8∶…∶8 1.1.8 1∶2∶3∶3∶3∶…∶3 1.2.3 1∶2∶3∶6∶6∶…∶6 1.2.6 1∶1∶2∶3∶3∶…∶3 1.1.3 1∶1∶2∶3∶6∶…∶6 1.1.6 9)、按Mode键进入自动界面(Auto)，显示值即为测试到的功率因数值。若显示值与实际值不符，可以通过调整相位值PHASE改变相位关系，直到与实际值一致，设定参数结束。 ?智能电流表DH8的使用

功率控制

功率控制

功率控制 前向快速功率控制 -速率可达到800b/s CDMA2000 1x系统反向内环功率控制速率为(800 ) CDMA2000 1x系统反向外环功率控制速率为(50 ) DO反向功率控制信道数据速率为600bps 对于外环功率控制主要检验各项业务得到需要的服务质量(如PER),对于内环功率控制主要检验其按照外环指定的Eb/N0目标值调整AT发射功率的能力。 CDMA EV-DO 系统只有反向链路采用功率控制机制，反向功率控制的目标是与反向速率控制配合实现反向吞吐量与反向业务容量的均衡，保证反向链路PER 的稳定。反向功率控制与1X 系统类似，包括：开环功率控制（Open Loop Power Control）、闭环功率控制（Close LoopPower Control）及外

环功率控制（Outer Loop Power Control） [attach]221757[/attach] 开环功率控制如图2 所示，AT 通过Rx power estimation 模块测量前向链路的接收功率来确定Pilot Channel Gain，其他信道根据Pilot Chnanel Gain 来调整发射功率； Pilot Channel Gain 的计算公式如下： X0 = –Mean Received Power (dBm) + OpenLoopAdjust + ProbeInitialAdjust OpenLoopAdjust + ProbeInitialAdjust 的可调整范围从-81 dB到-66dB，与1X系统中的Offset power有所不同。不同厂家的OpenLoopAdjust默认值有所不同。 其他反向信道的发射功率均参照Pilot Channel Gain来确定 Cdma功率控制技术-FREE Cdma功率控制技术