微波电子线路大作业
西电微波电子线路大作业1教材
微波电子线路大作业姓名：班级：021014学号：一 肖特基势垒二极管与混频器1 肖特基势垒二极管利用金属与半导体接触形成肖特基势垒构成的微波二极管称为肖特基势垒二极管。
这种器件对外主要呈现非线性电阻特性，是构成微波混频器、检波器和微波开关等器件的核心元件。
目前绝大多数混频器都采用肖特基势垒二极管，因为肖特基势垒二极管的耗尽电容比PN 结电容小的多，因此肖特基势垒二极管更适合微波频率下工作。
肖特基势垒二极管的等效电路如右图所示：肖特基二极管作为非线性电阻应用时，除结电容之外，其他都是寄生参量，会对电路的性能造成影响，应尽量减小它们本身的值，或在微波电路设计时，充分考虑这些寄生参 量的影响。
一般地，肖特基势垒二极管的伏安特性可以表示为：对于理想的肖特基势垒，；当势垒不理想时，,点接触型二极管,面结合型二极管。
如下图是肖特基势垒二极管的伏安特性曲线：肖特基势垒二极管特性参量：1） 截止频率2） 噪声比（理想情况下） 3） 中频阻抗 4） 变频损耗2 混频器微波混频器的核心元件是肖特基势垒二极管。
混频机理是基于肖特基势垒二极管结电阻的非线性管子在偏压和本振的激励下，跨导随时间变化，加上信号电压后出现一系列频率成分的电流，用滤波器取出所需中频即可。
j R SR j C p C SL描述二极管混频器的混频过程，需要建立一个等效电路。
由于混频二极管是一个单向器件，不仅与和差拍产生新的频率，而其电流在一定的阻抗上所建立起的电压也会反过来加到二极管上该电压与和差拍，也产生新的频率。
混频器等效电路如右图所示：信频、中频和镜频电流的幅值为：由等效电路可以求出变频损耗。
微波混频器的作用是将微波信号转换为中频信，频率变换后的能量损耗即为变频损耗。
变频损耗主要包括三部分：(1) 由寄生频率产生的净变频损耗。
(2) 由混频二极管寄生参量引起的结损耗 。
(3) 混频器输入/输出端的失配损耗。
结论；混频器的变频损耗载镜频开路时变频损耗最低，镜频匹配时变频损耗最高。
微波电子线路(雷振亚)3-9章 (2)
第4章 微波上变频器与倍频器
4. 在图4-2中，如果只有一条有源支路，当输入功率加在非 线性电容上时，则其他电路均为无源支路。由于非线性变换作 用，输入信号将产生各次谐波。 由式(4-10)可得
第4章 微波上变频器与倍频器 图 4-3 反射型负阻参量放大器
第4章 微波上变频器与倍频器
必须指出，反射型负阻参量放大器虽然不从差频支路输出 功率，但差频支路(常称空闲回路)必须存在。这样才能在一定 条件下，使泵浦能量首先转换成差频能量(fP与fS通过电容变 频效应产生fP－fS)，然后又转换成信号能量(fP－fS与fP又通 过电容变频效应产生fS)。这个“再生”信号电流的相位与原 信号电流的相位相同，从而使信号得到放大。所以空闲回路起 能量转换的作用，将泵浦源功率最后转换成信号能量输出。
mPmn 0
mfP nfS
(4-8)
nPmn 0
mfP nfS
(4-9)
第4章 微波上变频器与倍频器
得到理想非线性电抗被两个不同频率fP和fS激励后，在各 频率分量fm,n上的平均功率分配关系表示为
mPm,n 0
n m mfP nfS
nPm,n ,2| 理论上任意n次谐波倍频器的理想效率为100％，但实际电
路中因RS损耗及反射等影响，使效率远低于100％。
第4章 微波上变频器与倍频器
4.2 变容管上变频器 变容管上变频器的输入信号含有泵浦电压uP、信号电压uS 及产生的和频fout=fP+fS>fP，它们与变容管并联，只允许fS、fP、 fout三个正弦电流分量通过变容管，对其他频率分量均呈开路 状态。图4-4示出了上变频器等效电路，图中省去了各分支的
微波电子线路大作业
微波电子线路大作业姓名：哦呵呵 学号： 班级： 一、肖特基势垒二极管肖特基势垒二极管是利用金属与半导体接触形成肖特基势垒而构成的一种微波二极管，它对外主要体现出非线性电阻特性，是构成微波阻性混频器、检波器、低噪声参量放大 器、限幅器和微波开关等的核心元件。
1、结构：肖特基势垒二极管有两种管芯结构：点接触型和面接触型。
2、工作原理：肖特基势垒二极管工作的关键区域是金属和N 型半导体结形成的肖特基势垒区域，是金属和N 型半导体形成的肖特基势垒结区域。
在金属和N 型半导体中都存在导电载流子—电子。
它们的能级不同，逸出功也不同。
当金属和N 型半导体相结时，电子流从半导体一侧向金属一侧扩散，同时也存在金属中的少数能量大的电子跳跃到半导体中，称为热电子。
显然，扩散运动占据明显优势，于是界面上金属中形成电子堆积，在半导体中出现带正电的耗尽层。
在界面上形成由半导体指向金属的内建电场，它是阻止电子向金属一侧扩散的，而对热电子发射则没有影响。
随着扩散过程的继续，内建电场增强，扩散运动削弱。
于是在某一耗尽层厚度下，扩散和热电子发射处于平衡状态。
宏观上耗尽层稳定，两边的电子数也稳定。
界面上就形成一个对半导体一侧电子的稳定高度势垒GW eN D D S 22=φ，D N 是N 半导体的参杂浓度，D W 厚度存在于金属—半导体界面由扩散运动形成的势垒成为肖特基势垒，耗尽层和电子堆积区域成为金属—半导体结。
3、伏安特性：利用金属与半导体接触形成肖特基势垒构成的微波二极管称为肖特基势垒二极管。
这种器件对外主要呈现非线性电阻特性，是构成微波混频器、检波器和微波开关等的核心元件。
一般地，肖特基势垒二极管的伏安特性可以表示为半导外延点接半导外延面结氧化金属金 金两种肖特基势垒二极管结构 金属触欧姆接触]1)[exp(1)exp()(-=⎥⎦⎤⎢⎣⎡-==U I nkT qU I U f I S S α （1-1） 式中：nkTq =α。
微波电子线路大作业
微波电子线路大作业02091411范仕祥一．PIN 管微波开关按功能分有两种：通断开关和转换开关；按PIN 管与传输线的连接方式分为串联型、并联型和串并联型；从开关结构形式出发可分为反射式开关、谐振式开关、滤波器型开关、阵列式开关等。
单刀单掷开关基本原理如果PIN 管正、反偏时分别为理想短路和开路，则对上图（a ）的串联型开关来说，PIN 管理想短路时，开关电路理想导通；PIN 管理想开路时，开关理想断开。
对（c ）图的并联型开关来说，情况相反，PIN 管短路，对应开关断开；PIN 管开路，对应开关导通。
由于封装参数的影响，对于单管开关无论是串联型还是并联型，都只能在固定的某几个较窄的频率区间有开关作用，而实际的工作频率常常不在这些区域。
为了扩展开关的工作模区，改善开关性能，有的直接把管芯做在微波集成电路上；也有采用改进的开关电路，其中常用的有谐振式开关、阵列式开关和滤波器型开关。
单刀双掷开关开关指标开关时间：τ为载流子寿命，I0为正向电流，IR 为反 向电流，IR ↑，ts ↓， 则： 功率容量：并联开关：导通时 截止时串联开关：导通时 截止时00ln 's s f R I I T T I I ττ==、2010(2)4f dn dm f Z R P P Z R +=2302B dn V P Z =2020(2)4f dn dm f Z R P P Z R +=2308B dn V P Z =当频率升高时，串联或并联一只PIN 管的开关，其性能指标将恶化，因此，可采用多个二极管级联，以提高开关性能。
多管阵列型开关是在均匀传输线上等间隔的并联(或串联)若干个PIN 管而构成，根据微波网络理论可对阵列型开关进行分析。
单管开关级联就可做成阵列式开关，因此阵列式开关的分析可归结为级联网络分析，可用传递矩阵相乘的方法求出阵列开关的衰减特性。
采用多管串联的电路形式，可加大该通道开关的功率容量：而采用多管并联的形式，则可提高该通道开关的隔离度。
微波电子线路-西安电子科技大学3
3 微波混频器的工作原理——复习混频机理是基于肖特基势垒二极管结电阻R的非线性管子在偏压和j本振的激励下，跨导随时间变化，加上信号电压后出现一系列频率成分的电流，用滤波器取出所需中频即可。
一、混频器的本振激励特性以单管混频器为例，输入：本振、偏压、信号、输出、中频()u f i =()au sa au Sa e I e I ≈-=1由图t V t V V u S S L L ωωcos cos 0++=S u 远小于L u ，故可视为微分增量u ∆ ()u u f i ∆+=∴()()+∆+'++=u t V V f t V V f L L L L ωωc o s c o s 00…...u ∆很小，忽略平方以后高次项，只取一阶导数项。
一阶导数表示了小信号电流与小信号电压之间的关系，即变频跨导()tL V V u dudiuu i i i ωcos 0+=∆+=∆+()()t ug u i ∆+= 式中 ()()t V V a Sa L L e aI dudit g ωcos 0+==现 ()t g 是t 的周期偶函数，可展成以下形式的级数 ()∑∞=+=10cos 2n L n n t g g t g ωn g 为n 阶变混频跨导，是t n L ωcos 的付利叶系数平均混频跨导()⎰=πωπ20021t d t g g L ()⎰+=πωπ20cos 021t V V a Sa L L e aI t d L ω()L aV Sa aV J e aI 00= n 阶变混频跨导1g ()⎰+=πωπ20cos 021t V V a Sa L L e aI tdt L ωcos()L aV Sa aV J e aI 10=……n g ()⎰+=πωπ20cos 021t V V a Sa L L e aI tdt L ωcos()L n aV Sa aV J e aI 0= J n (x),第一类贝赛尔函数本振电压作用下，混频器为一周期时变电导0g 为平均电导，n g 为n 次变频跨导（对本振n 次而言）与本振信号有关的电流 ()t V V f i L L ωcos 0+= ∑∞=+=10cos 2n L n t n I I ω平均电流 ()L aV Sa aV J e I I 000=基波电流 ()L aV Sa L aV J e I I J 11022==L aV 足够大 ，大宗量近似， ()LLn dV eaV J π2aV L ≈代入上两式 02I I L ≈本振激励功率为L L L L V I I V P 021== 本振电导 LL L L V I V I G 02==可通过0I 和L V 来调节L P L G ，测量L P 和0I 可以了解本振工作性质 ——具有工程意义，直流和本振大小使混频器特性好二、非线性电阻的电流频谱1、小信号一次混频结果。
微波电子线路大作业(3)讲诉
微波电子线路大作业（3）班级：姓名：学号：一、微波二极管负阻振荡器由砷化镓材料制成的体效应二极管呈现负阻效应的物理基础是能带结构的电子转移效应，而产生负阻效应的原理则是由于高场畴的形成。
典型的Gunn 二极管的结构如图所示．铜底座(接铜螺纹)提供一条外加散热器的低阻热通道，螺纹端拧在散热器上，它是接到直流电源的负极，陶瓷圆环起绝缘作用，它把正负极隔开。
若将耿氐二极管装在谐振腔的适当位置上，只要在它的两端加上适当的直流电压，就可以在谐振腔内产生微波振荡．这就构成了微波负阻振荡器。
由于谐振腔相当于集总电路的000L R L --并联谐振电路，它与耿氐二极管组合起来就形成了如图3-12(a)的等效电路，其中图(a)的左侧表示Gunn 二极管等效电路。
d C 和d R -是有源区参数，Cd 是Gunn 管电荷区域的电容参数，d R -是在电场超过阈值后所呈现的负阻特性，C 、L 是管壳及引线所呈现的分布参数；图(a)右侧表示谐振腔等效电路。
二极管具有负阻-Rd ，而负载则是正电阻R0，由于-Rd 与R0并联，它的电阻为00R R R R R d d t +=所以进一步简化后就变成如图(b)所示的等效电路。
当直流电源刚接通时，如工作点选择恰当且能满足Rd>R0的条件，则Rt 为负值。
在这种情况下，噪声足以触发振荡，使振幅随时间而增长。
但是，管阻-Rd 是非线性的，随着振幅的增大|-Rd|的数值逐渐减小。
当|-Rd|=R0时，从式不难看出，Rt=∞。
这就相当并联电阻Rt开路，变成Lt与Ct所组成的无损耗回路，因此产生等幅振荡。
谐振腔的作用是一方面可以调谐振荡波形使其接近正弦，另一方面把高频电磁能量收集在腔内，并通过耦合把高频能量送到负载上。
X波段波导耿氏振荡器的结构如图耿氏二极管横装在矩形波导中，并且由调节短路活塞改变腔的大小进行频率调谐。
振荡频率与腔体的长度有关，它的长度大体等于半个波导波长整数倍，腔体的长度是指从Gunn管的安装柱面到可调短路面之间的距离。
微波电子线路大作业(1)
微波电子线路大作业姓名：袁宁班级：020914学号：02091400一、肖特基势垒二极管利用金属与半导体接触形成肖特基势垒构成的微波二极管称为肖特基势垒二极管。
这种器件对外主要呈现非线性电阻特性，是构成微波混频器、检波器和微波开关等的核心元件。
一般地，肖特基势垒二极管的伏安特性可以表示为（1）如图是肖特基势垒二极管的伏安特性曲线假定二极管两端的电压由两部分构成：直流偏压和交流信号(t)=cos，即（2）代入式（1），求得时变电流为（3）定义二极管的时变电导g(t)为根据式（1）得对式（3）进行傅里叶级数展开：i(t)=交流偏压的基波电流幅度I1=I L:I n=2I S exp(αU dc)J1(αU L)根据贝塞尔函数的大宗量近似式，当αU L较大时，有I dcI L二极管对交流信号所呈现的电导为G L=交流偏压一定时，G L随I dc的增大而增大，借助于U dc来调节I dc 可以改变G L的值，使交流信号得到匹配。
二．变容二极管PN结的结电容（主要是势垒电容）随着外加电压的改变而改变，利用这一特性可以构成变容二极管（简称为变容管）。
变容管作为非线性可变电抗器件，可以构成参量放大器、参量变频器、参量倍频器（谐波发生器）、可变衰减或调制器等。
结电容可以表示为以下普遍形式：mj j U C U C ]1[)0()(Φ=— 式中：m 称为结电容非线性系数，取决于半导体中参杂浓度的分布状态。
给变容管加上直流负偏压dc U 和交流信号（泵浦电压） t U t u p p p ωcos )(=，即 t U U t u p p ωcos )(dc += 由上式得时变电容为m cos p 1)(]cos 1[)0()(）—（—t U C tU U C t C p dc j mp p dc j j ωω=Φ+=式中：m dc j dc j U C U C ]1[)0()(Φ=—，dcU U p p—Φ=其中：)(dc j U C 为直流工作点dc U 处的结电容；p 为相对泵浦电压幅度（简称相对泵幅），表明泵浦激励的强度。
西电微波电子线路作业
微波电子线路作业班级：020911姓名：张盎农学号：02091086ADS混频器设计耦合器设计仿真结果J"尺*人¥申.* *rr”：M «SHW®I噩I逼AHKOD I A低通滤波器设计仿真结果川尸r« Lwp 1|代年*甲r *包誓爭欽》国■* H 4 4| |b b 种吐母和週输出频谱仿真1按照文档所连D-■10-错误提示2直接代入数值修改后端口 1:P=dbmtow (-20),功率源输出信号功率为 -20dBmFreq=3.6GHz,射频输入频率 端口 2：P=dbmtow ( 10)，功率源输出信号功率为 10dBmFreq=3.8GHz,本振输入频率谐波平衡仿真控制器设置如图所示■■I ■ i>li 1 -b -i.i -1 ■ I I"Ha > bl HO" »9 D 戈4■也申會譽令墓览熔样 囲園、 a«i.«i<rt 吉盥：：*" VJt 趣理1J JIL- +fiL.罪询 HL N guU肛I —IN. [uiLcE>rJ U阿 py MET +省申申mu * »国■'看警％嗚宀Tij*r*<77*9144本振与输出修改端口 2重新设置：P=dbmtow ( LO_pwr ),即设置变量 LO_pwr 增加变量设置VAR ，设置如图所示{■L B |J I ^ £*L M I fi.Ku^j UisEr-1.2 ■Qind^l 1F*7mm¥"MU ：I 器 y RM MIIC 囲心珂泗帕目■ I F 1 HB*1 .M|pjnn^i ：r»4f GMfFmq 可二3 tS GHz 0就讪叮 ◎隹羽冃W-0 靜 rfru L=2 bamC_JMW _ _ .TU &*5f-TW^*r vw-1島『mmL=10 2 Hl1L7*ct、ni氯i 斡训><1财tttn L=1£] 4G imnr&SmTL«Ua 匕 Wub 「 L=25niMMW F_M11I 伽3 比刚 hhlfitabJ *1利 C7 mrn> iM 二P 9fi mm 加』却«mMLH TL5宫 g.二1血 T 训■!斛HIIWL-10.2 ffV•:皿」f hSKi>[o CIA亍••ronnMum-3 九血oimP=dbmlD«4^FnH|=3c 6<«H±」 J 四臨・ idllLI 中Akij j fi ： uUh-uOttMlQd h F<PORT2Num---27=9OIMH 円如11晦■巩1训 rreqj-3B 0H1仿真结果从图像结果可看出 Vout 输出与本振功率有关三阶交调分析将的端口 1的单品功率源更换为多频功率源 P_n To ne ,对其设置如图所示修改端口 2和VAR 的设置，如图所示修改谐波平衡仿真控制器，设置如图所示 插入测量方程控件 Meas Eqn ，并对其参数如图设置EH"HARM Qh 心 BALANCEEDft□Cfh ■-iiirnriTsi R 斗1肿個H01l •iw&PddE 屮戸-9 GHz 电 IW*討盲(j-H/On»12|=Jfiwaapl别pg □ pi XtEL □ _pw r~ Art liTABnceNHSTBllj^lflB T M IHtDHiEVNiBrvP'lF Swii 如imNwepih ■ >M ■”理 rinNtvw 烛S*i lnw«»Nm[5> 5<n 5®r1-1 Sbp=X SfcU-l話MUM世IULn_prn 10tM <U ：B F=1gm i E 呻NwilSuniflr ----------|TP 0D5 ranJW^D-AJ LFWU5j I i!B“in Rgm«D BCdioPOPTi rjNum-1b-^n-'CetWW=D 価 moi回asPAfiAUErtR:PlH=t12 um=? £-30 Ohm(a zQt!mKraCLO_pwrj Fnqi=3 ・ GH EmmTU bU3M ："MMubr 吩0 N Him rrilll仿真结果vf(E g U L cos L t) (E o U L cos L t)I sa eI sa SPE gU L cos L t二，理论分析 微波混频器1、 微波混频器的作用与用途微波混频器是通信、雷达、电子对抗等系统的微波接收机以及很多微波测量 设备所不可缺少的组成部分。
微波大作业Smith圆图的应用
微波大作业班级：作者：应用史密斯圆图提取慢波微带线特征阻抗方法摘要：慢波微带线的多种不连续性和相邻慢波单元的耦合影响了特征阻抗的准确计算,因此在慢波微带线的设计阶段需要一种手段来提取其特征阻抗。
提出一种利用史密斯圆图提取慢波微带线特征阻抗的方法,该方法通过观察慢波微带线的反射系数在史密斯圆图中的图像估计其特征阻抗的大小,并通过反射系数极值计算特征阻抗。
以梳状慢波微带线为例检验该方法,特征阻抗的提取结果与利用S参数提取的结果十分接近,从而证明该方法是一种可行的慢波微带线特征阻抗提取方法。
关键词：慢波微带线特征阻抗史密斯圆图1.引言在微波集成电路活单片微波集成电路中，电路的小型化是有限考虑的设计目标。
慢波微带线可以提高所传到的电磁波的相位常数β，今儿缩短单位电长度微带线的物理长度，一次成为射频器件小型化的一种长度。
慢波微带线的主要特性参量有特征阻抗Zc和相位常数β。
相位常数可以直接测量，儿特征阻抗需要通过间接手段获得。
一般是先计算微带线分布参数和其不连续性引起的寄生参数。
由于寄生参数的计算是基于近似公式并且常常忽略相邻慢波单元的耦合，所以分布参数的计算结果存在误差，进而影响到特征阻抗的精确计算。
因为对特征阻抗的计算存在误差，所以在慢波微带线设计阶段就需要一种手段来估计算结果。
而通过反射系数在史密斯圆图上的图像来提取特征阻抗，恰恰可以解决这个问题2.史密斯圆图的原理史密斯圆图是由菲利普·史密斯(Phillip Smith)于1939年发明的，当时他在美国的RCA公司工作。
一年後，一位名为Kurakawa的日本工程师也声称发明了这种图表。
史密斯曾说过，“在我能够使用计算尺的时候，我对以图表方式来表达数学上的关联很有兴趣”。
史密斯圆图基本在于以下的算式当中的Γ代表其线路的反射系数(reflection coefficient)，即S参数（S-parameter）里的S11，ZL是归一负载值，即ZL / Z0。
西电简明微波大作业
微波电路中匹配网络软件的研制及其应用摘要:利用Smith 圆图可以快速精确地设计微波电路匹配网络。
本文建立了微波电路匹配网络软件设计模型, 给出了各模块实现的功能, 以及用MATLAB 实现该软件的具体方法。
最后用该软件设计了一个L 形匹配网络和卫星电视接收机输入电路的共轭匹配网络。
关键词: 匹配网络, Smith 圆图, MATLAB引言:在微波电路设计中, 通常在信号源与负载之间插入一个匹配网络, 变换负载的阻抗, 使两者匹配。
理论证明, 当负载阻抗Z L 和源阻抗Z S 共轭匹配,即Z L = Z S* 时, 信号源和负载之间实现最大功率传输。
如果采用解析方法设计匹配网络, 复杂程度和计算量都会很大。
利用Smith 圆图, 可以快速精确地设计匹配网络。
虽然国外已经开发出利用Smith圆图设计匹配网络的CAD 软件, 但是价格比较昂贵。
我们根据文献 , 设计出了简单易用的软件。
利用该软件, 可以设计L 形、T 形、P形和微带短截线匹配网络, 并具有显示匹配网络的传递函数图, 计算微带线的参数等功能。
该软件使用起来非常简单, 大大简化了匹配网络的设计工作。
1、Smith圆图和匹配网络简介Smith 圆图是由P. H. Smith 在1936 年发明的。
Smith 圆图反映了归一化阻抗、反射系数和驻波比之间的关系, 是被广泛利用于微波电路设计中有效的工具。
在微波电路中, 要实现最大的功率传输, 就必须使源阻抗和负载阻抗相匹配。
匹配网络是这样一个网络: 它是在源阻抗和负载阻抗之间, 对负载阻抗起阻抗变换作用, 使负载阻抗和源阻抗共轭相等的网络。
本文所指的匹配网络均为无源匹配网络。
匹配网络按照组成的元件可以分为: 分立元件匹配网络和微带线匹配网络。
前者用于GHz 频段的低端及更低的频段。
后者用于GHz 频段的高端及更高频段。
其中分立元件匹配网络根据拓扑结构又可以分为L 形、T 形、P形。
L 形是最简单可行的双元件匹配网络, 但是它的品质因数Q 无法控制。
微波电子线路大作业(2)
微波电子线路大作业班级：020914学号：02091400姓名：袁宁一、微波晶体管放大器工作在微波波段的晶体管，其内部参数是一种分布参数，对于某特定频率可以用集总参量来等效，但是用这种等效电路进行分析很难得到一个明确的结论，且计算繁琐，也很难测得等效电路各参数值。
因此这种等效电路可以用来说明微波晶体管工作的物理过程，但不便用来计算。
为便于工程应用，常把在小信号工作状态下的微波晶体管看成一个线性有源二端口网络，并采用S参数来表征微波晶体管的外部特性。
Z L根据S参数定义得到错误！未找到引用源。
可以导出：晶体管放大器简化框图如图所示。
根据S参数与阻抗、反射系数之间的关系，错误！未找到引用源。
1.实际功率增益式中：错误！未找到引用源。
功率增益与晶体管S参数及负载反射系数有关，因此利用此式便于研究负载的变化对放大器功率增益的影响。
2.转换功率增益错误！未找到引用源。
转换功率增益错误！未找到引用源。
表示插入放大器后负载上得到的功率比无放大器时得到的最大功率所增加的倍数。
它的大小与输入端和输出端匹配的程度有关。
当输入端、输出端都满足传输线匹配时，即错误！未找到引用源。
，则由上式可知错误！未找到引用源。
此式说明的晶体管自身参数错误！未找到引用源。
的物理意义，但这样并未充分发挥晶体管用作放大器的潜力。
只有共轭匹配才能传输最大功率，即满足错误！未找到引用源。
时，错误！未找到引用源。
称为双共轭匹配。
3.资用功率增益错误！未找到引用源。
式中错误！未找到引用源。
上式表明，资用功率增益错误！未找到引用源。
只与晶体管S参数及信源阻抗有关。
此式便于研究信源阻抗变换对放大器功率增益的影响。
实际上，放大器在输入端、输出端都满足共轭匹配的条件比较困难，错误！未找到引用源。
只表示放大器功率增益的一种潜力。
4.三种功率增益之间的关系式中：错误！未找到引用源。
分别为输入端和输出端的失配系数。
容易证明一般情况下，错误！未找到引用源。
,所错误！未找到引用源。
西电微波电子线路课后习题答案
微波电子线路习题(3-2)(1)分析：电路a 、b 线路相同，信号、本振等分加于二管，混频电流叠加输出，1D 、2D 两路长度差4λ，是典型的双管平衡混频器电路。
但a 、b 两路本振、信号输入位置互换。
在a 电路中，本振反相加于两管，信号同相加于两管，为本振反相型平衡混频器。
B 电路则为信号反相型平衡混频器。
（2）电流成分①a 电路输出电流成分：*中频分量 1,0=-=n t s ωωω *和频分量 1,=+=+n t s ωωω*本振噪声 ()πωω-==t v u t v u nl nl n nl nl n cos ,cos 21 *外来镜频干扰s l s ωωω-=2/t v g i i i i s i i i 0/1/2/1/cos 2ω=-= 不能抵消，二倍输出。
*镜频分量 2,2=-=n s l i ωωω0=io i 镜频输出抵消，但流过输入回路，在源电阻上损耗能量。
*高次分量n 奇数 两路相差πn 反相 输出叠加 n 偶数 两路相差πn 2 同相 输出抵消 ②b 电路输出电流成分：()111s u t g i =，()222s u t g i =*中频分量 1,0=-=n t s ωωω *和频分量 1,=+=+n t s ωωω*本振噪声 ()πωω-==t v u t v u nl nl n nl nl n cos ,cos 21 *外来镜频干扰s l s ωωω-=2/t v g i i i i s i i i 0/1/2/1/cos 2ω=-= 不()t v g t v g i io s l s s i ωωωcos cos /1//1/1=-=()tv g t v g i io s l s s i ωωωcos cos /1//1/1=-=能抵消，二倍输出。
*镜频分量 2,2=-=n s l i ωωω12i io i i = 镜频输出不能抵消，也会流过输入回路，在源电阻上损耗能量。
微波电路与系统,切比雪夫阻抗变换器
微波电路与系统大作业设计一个4节切比雪夫匹配变换器，以匹配40Ω的传输线到60Ω的负载，在整个通带上最大允许的驻波比值为，求出其带宽，并画出输入反射系数与频率的关系曲线。
1基本理论图1多节匹配变换器上的局部反射系数局部反射系数可在每个连接处定义如下：10010Z Z Z Z -Γ=+ （1a ）11n nn n nZ Z Z Z ++-Γ=+ （1b ）L NN L NZ Z Z Z -Γ=+ （1c ）总反射系数可近似为()242012j j jN N e e e θθθθ---Γ=Γ+Γ+Γ++ΓL （2）进一步假定该变化器可制成为对称的，则有0N Γ=Γ，11N -Γ=Γ，22N -Γ=Γ，L （注意，这里并不意味着n Z 是对称的），于是式（2）可表示为()(2)(2)01{[][]}jN jN jN j N j N e e e e e θθθθθθ-----Γ=Γ++Γ++L （3）若N 是奇数，则其最后一项是(N 1)/2(e e )j j θθ--Γ+；若N 是偶数，则其最后一项是N/2Γ。
切比雪夫变换器是以通带内的波纹为代价而得到最佳带宽的。
第n 阶切比雪夫多项式n ()T x 是用表示的n 次多项式，前4阶切比雪夫多项式是1(x)x T = （4a ） 22(x)2x -1T = （4b ） 33(x)4x -3x T = （4c ） 424()881T x x x =-+ （4d ）因为cos n θ可展开为cos(n 2)m θ-形式的多项和，所以式（4）给出的切比雪夫多项式能改写为如下有用的形式：1T (sec cos )sec cos m m θθθθ= （5a ） 22T (sec cos )sec (1cos2)1m m θθθθ=+- （5b ）33T (sec cos )sec (cos33cos )3sec cos m m m θθθθθθθ=+- （5c ）424T (sec cos )sec (cos44cos23)4sec (cos21)1m m m θθθθθθθ=++-++ （5d ）现在使用正比于来综合切比雪夫等波纹的通带，此处N 是变换器的阶数。
微波电子线路大作业讲解
微波电子线路大作业第一部分1-1 噪声系数定义一、表征单口网络噪声(噪声源)的参数1. 热噪声功率，1928年，尼奎斯特在热力学统计理论分析和实验研究的基础上，导出电阻热噪声电压均方值的表达式kTRB U n 42= (.1-1)式中，k =1.38×9-23(J/K)为玻耳兹曼常数；T 为电阻温度(K)；R 为电阻值(Ω)；B 为测试设备的通频带(Hz)。
这就是尼奎斯特定理。
2n U 表示在带宽B 内，处于热力学温度T 的电阻R 所产生的热噪声开路电压均方值。
若用等效源表示，可将一个热噪声电阻用等效为一个无噪声电阻R 与一个噪声电压源2n U 串联而成的等效电压源；或等效为一个无噪声电导G 与一个噪声电流源2n I 并联组成的等效电流源，kTGB R U I n n 4/222==。
当几个电阻串联时，采用等效电压源较方便；并联时，采用等效电流源较方便。
当接入负载电阻R L =R 时，温度为T 的电阻R ，在带宽B 内产生的资用噪声功率是kTB R R U N n =⋅=22)2( (.1-2) 热噪声是一种随机过程，通过傅里叶分析知，其频率分量是连续、均匀的频谱分布，称为白噪声。
由式(.1-2)得出资用热噪声功率的谱密度为kT W n = (W/Hz) (.1-3)上式表明，电阻输出的单位带宽资用噪声功率只与热力学温度(K)二、表征双口网络(放大器、混频器等)噪声的参数1. 等效输入噪声温度：一个实际双端口网络(线性或准线性)，设网络增益为G ，其输出端产生的总噪声功率N out 应为网络输入端电阻R i 产生的噪声功率N i 和网络内部噪声功率在输出端的贡献之和。
将实际网络用理想网络代替，把网络内部噪声折合到输入端，用等效输入噪声功率N e 和等效输入电阻R e 来表示。
则N e 通过理想网络传输到输出端所贡献的噪声功率，将与网络内部噪声功率在输出端的贡献相等。
如图.1-1所示。
微波大作业Smith圆图的应用
微波大作业Smith圆图的应用微波大作业班级：作者：应用史密斯圆图提取慢波微带线特征阻抗方法摘要：慢波微带线的多种不连续性和相邻慢波单元的耦合影响了特征阻抗的准确计算,因此在慢波微带线的设计阶段需要一种手段来提取其特征阻抗。
提出一种利用史密斯圆图提取慢波微带线特征阻抗的方法,该方法通过观察慢波微带线的反射系数在史密斯圆图中的图像估计其特征阻抗的大小,并通过反射系数极值计算特征阻抗。
以梳状慢波微带线为例检验该方法,特征阻抗的提取结果与利用S参数提取的结果十分接近,从而证明该方法是一种可行的慢波微带线特征阻抗提取方法。
关键词：慢波微带线特征阻抗史密斯圆图1.引言在微波集成电路活单片微波集成电路中，电路的小型化是有限考虑的设计目标。
慢波微带线可以提高所传到的电磁波的相位常数β，今儿缩短单位电长度微带线的物理长度，一次成为射频器件小型化的一种长度。
慢波微带线的主要特性参量有特征阻抗Zc和相位常数β。
相位常数可以直接测量，儿特征阻抗需要通过间接手段获得。
一般是先计算微带线分布参数和其不连续性引起的寄生参数。
由于寄生参数的计算是基于近似公式并且常常忽略相邻慢波单元的耦合，所以分布参数的计算结果存在误差，进而影响到特征阻抗的精确计算。
因为对特征阻抗的计算存在误差，所以在慢波微带线设计阶段就需要一种手段来估计算结果。
而通过反射系数在史密斯圆图上的图像来提取特征阻抗，恰恰可以解决这个问题2.史密斯圆图的原理史密斯圆图是由菲利普·史密斯(Phillip Smith)于1939年发明的，当时他在美国的RCA公司工作。
一年後，一位名为Kurakawa的日本工程师也声称发明了这种图表。
史密斯曾说过，“在我能够使用计算尺的时候，我对以图表方式来表达数学上的关联很有兴趣”。
史密斯圆图基本在于以下的算式当中的Γ代表其线路的反射系数(reflection coefficient)，即S参数（S-parameter）里的S11，ZL是归一负载值，即ZL / Z0。
微波电子线路课后题答案(2)
第五章（5－1） 解（1）：22211221122110.311.033120.3S SK S S--+∆===> 211122110.98S S S -=> 222122110.3S S S -=>该管子满足绝对稳定条件，可以进行双共轭匹配设计，满足最大增益或最小噪声设计。
22211221122110.42712S S K S S --+∆==<该管子不满足绝对稳定条件。
可以画出稳定性圆，在稳定区进行等增益或低噪声设计。
（2）**0112212211 4.554.6S S S ρ-∆==∠--∆122112211 6.07S S r S ==-∆（5－3）解（1）：由1111122111122s b S a S a S b S a =+=Γ+2211222211222s b S a S a S b S a =+=Γ+并由21222122out s b bS S a a Γ==+Γ，得到122122111s out sS S S S ΓΓ=+-Γ（s a 短路）（2）0a 为负载断开条件下，端口2呈现的输出波。
由1111122b S a S a =+，2211222b S a S a =+及11s s in a a =-ΓΓ，11in ba Γ=，得到：1221220212()(1)in s s in s S S S a b a S -Γ-Γ==-ΓΓ，其中122111111in S SS S Γ=+-（3）a G 为*in s Γ=Γ，*L out Γ=Γ时的增益，2211a s sPa =-Γ22012212222212111[]1(1)1()1Las out s sa S S S S S Γ==-∆Γ-Γ-Γ--Γ 222122222211(1)1()2s La a a s e sS P G P S S R -Γ==-+Γ-∆-Γ（5－4）解（1）：原点位于稳定圆外，所以稳定圆内不稳定，圆外稳定。
西电微波电子线路作业
微波电子线路作业班级：020911姓名：张盎农学号：02091086一ADS混频器设计耦合器设计仿真结果低通滤波器设计仿真结果输出频谱仿真1按照文档所连错误提示2直接代入数值修改后端口1：P=dbmtow（-20），功率源输出信号功率为-20dBm Freq=3.6GHz,射频输入频率端口2：P=dbmtow（10），功率源输出信号功率为10dBm Freq=3.8GHz,本振输入频率谐波平衡仿真控制器设置如图所示本振与输出修改端口2重新设置：P=dbmtow（LO_pwr），即设置变量LO_pwr 增加变量设置V AR，设置如图所示仿真结果从图像结果可看出V out输出与本振功率有关三阶交调分析将的端口1的单品功率源更换为多频功率源P_nTone，对其设置如图所示修改端口2 和V AR的设置，如图所示修改谐波平衡仿真控制器，设置如图所示插入测量方程控件Meas Eqn，并对其参数如图设置仿真结果二,理论分析 微波混频器1、微波混频器的作用与用途微波混频器是通信、雷达、电子对抗等系统的微波接收机以及很多微波测量设备所不可缺少的组成部分。
它将微弱的微波信号和本地振荡信号同时加到非线性元件上，变换为频率较低的中频信号，进一步进行放大、解调和信号处理。
2，混频原理下图是微波混频器的原理图，对它的基本要求是小变频损耗和低噪声系数。
通常，微波混频器是一种非线性电阻频率变换电路。
微波混频器的核心元件是肖特基势垒二极管。
常见的微波混频器基本电路有三种类型：单端混频器使用一个混频二极管，是最简单的微波混频器；单平衡混频器使用两个混频二极管；双平衡混频器采用四个混频二极管。
本节以元件的特性为基础，分析非线性电阻微波混频器的工作原理及性能指标，包括电路时-频域关系、功率关系、变频损耗、噪声特性，并给出各种微波混频器的电路实现等。
本振激励特性——混频器的大信号参量如下图所示，在混频二极管上加大信号本振功率和直流偏置(或零偏压)时，流过混频二极管的电流由二极管的伏安特性来决定。
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微波电子线路大作业 Document number【SA80SAB-SAA9SYT-SAATC-SA6UT-SA18】
微波电子线路大作业
姓名：哦呵呵
学号：
肖特基势垒二极管是利用金属与半导体接触形成肖特基势垒而构成的一种微波二极管，它对外主要体现出非线性电阻特性，是构成微波阻性混频器、检波器、低噪声参量放大 器、限幅器和微波开关等的核心元件。
1、结构：肖特基势垒二极管有两种管芯结构：点接触型和面接触型。
2、工作原理：
肖特基势垒二极管工作的关键区域是金属和N 型半导体结形成的肖特基势垒区域，是金属和N 型半导体形成的肖特基势垒结区域。
在金属和N 型半导体中都存在导电载流子—电子。
它们的能级不同，逸出功也不同。
当金属和N 型半导体相结时，电子流从半导体一侧向金属一侧扩散，同时也存在金属中的少数能量大的电子跳跃到半导体中，称为热电子。
显然，扩散运动占据明显优势，于是界面上金属中形成电子堆积，在半导体中出现带正电的耗尽层。
在界面上形成由半导体指向金属的内建电场，它是阻止电子向金属一侧扩散的，而对热电子发射则没有影响。
随着扩散过程的继续，内建电场增强，扩散运动削弱。
于是在某一耗尽层厚度下，扩散和热电子发射处于平衡状态。
宏观上耗尽层稳定，两边的电子数也稳定。
界面上就形成一个对半导体一侧电子的稳定高度势垒
G
W eN D
D S 22
=φ，D N 是N 半导体的参杂浓度，D W 厚度存在于金属—半导体界面由扩散运动形成的势垒成为肖
特基势垒，耗尽层和电子堆积区域成为金属—半导体结。
3、伏安特性：
利用金属与半导体接触形成肖特基势垒构成的微波二极管称为肖特基势垒二极管。
这种器件对外主要呈现非线性电阻特性，是构成微波混频器、检波器和微波开关等的核心元件。
一般地，肖特基势垒二极管的伏安特性可以表示为
两种肖特基势垒二极管结构 欧姆接触
]1)[exp(1)exp()(-=⎥⎦⎤
⎢⎣⎡-==U I nkT qU I U f I S S α （1-1） 式中：nkT
q
=
α。
对于理想的肖特基势垒，1=n ；当势垒不理想时，1>n ，且点接触型二极管4.1>n ，面结合型二极管1.1~05.1≈n 。
下图是肖特基势垒二极管的伏安特性曲线：
假定二极管两端的电压由两部分构成：直流偏压dc U 和交流信号t U t u L L L ωcos )(=，即
t U U t u L L dc ωcos )(+= （1-2）
代入式（1-1），求得时变电流为
]1)cos [ex p()()(-+==t U U I u f t i L L dc S ωαα （1-3）
定义二极管的时变电导)(t g 为 根据式（1-1）得
对式（1-3）进行傅里叶级数展开：
式中：),2,1,0)(( =n x J n 是n 阶第一类贝塞尔函数，x 为总量。
其中的直流分量dc I 和相应于交流偏压的各次谐波电流幅度n I
交流偏压的基波电流幅度I I =： L
dc L L
L U I U 交流偏压一定时，L G 随dc I 的增大而增大，借助于dc U 来调节dc I 可以改变L G 的值，使交流信号得到匹配。
二、变容二极管
由于PN 结上空间电荷层的存在，将会出现结电容（主要是势垒电容），这部分结电容将随着
加于PN 结上的外电压改变，利用这一特性构造了变容二极管。
它可作为非线性可变电抗应用，构成参量放大器、参量变频器、参量倍频器（谐波发生器）、可变衰减或调制器等。
1、结构：
2、变容二极管的特性：
重掺杂突变P ＋N 结的势垒电容可表示为：
两种PN 结二极管结构
N+N P N+N P 平面型结构 台式型结构
2
1
00
12⎥⎦⎤
⎢
⎣⎡≈
=
t D r r r t V N q A A C εεεεδ
εε
可认为此电容即是结电容，对应结上的电压
考虑到缓变结或其它一些特殊结类型，结电容值可统一表示为：
m j j U C U C ]
1[)
0()(Φ
-=
（2-1） 式中：m 称为结电容非线性系数，取决于半导体中参杂浓度的分布状态，反应了电容随外加电压变化的快慢。
为了避免出现电流及随之产生的电流散粒噪声，变容管的工作电压通常限制在导通电压Φ和击穿
B U 之间，即Φ<<U U B 。
给变容管加上直流负偏压dc U 和交流信号（泵浦电压）
t U t u p p p ωcos )(=，即 t U U t u p p ωcos )(dc += 由式（2-1）得时变电容为 式中：m
dc j dc
j U C U C ]1[)0()(Φ
-
=，dc
U U p p -Φ=
其中：)(dc j U C 为直流工作点dc U 处的结电容；p 为相对泵浦电压幅度（简称相对泵幅），表明泵浦激励的强度。
1=p 时，为满泵工作状态；1<p 时，为欠泵工作状态；1>p 时，为过泵工作状态。
典型的工作状态是1<p 且接近于1的欠泵激励状态，不会出现电流及相应的电流散粒噪声。
三、阶跃恢复二极管
阶跃恢复二极管，简称为阶跃管（SRD ）。
利用阶跃管由导通恢复到截止的电流突变可以构成窄脉冲输出，也可以利用其丰富谐波作为梳状频谱发生器或高次倍频器。
1、结构： 2、工作原理
（1
）大信号交流电压正半周加在阶跃管上时，处于正D 向导通状态，阶跃管相当于一个低阻，阶跃管的端压u
位于PN 结接触电势差φ，管子中有电流i
留过；阶跃管相当于一个大扩散电容d C N N 区堆积起来。
（2+P 层，产V V t -=φN+层
N 层（I 金属P+ P+ N N+
然有较大的电流，呈现出导通和低阻状态，因此阶跃管端压仍然正向而且位于 ，直到正向时存储的电荷基本清除完。
一旦电荷耗尽，反向电流将迅速下降到反向饱和电流，形成电流阶跃。
调整直流偏压，可以使电流阶跃发生在反向电流最大值处，而且是交流电压负半周即将结束的时刻。
在电流发生阶跃的同时，阶跃管两端将可能发生很大的脉冲电压。
（3）大信号交流激励电压的下一个周期来临。
上述过程重复发生，形成与交流激励电压周期相同的一个脉冲串序列波形。
3、阶跃管特性：
C（处于高阻状态，近似开路）。
正偏时，在反偏时结电容近似不变，为一个不变的小电容
C（处于低阻状态，近似短路）。
阶跃管相当于一个电容开关。
形成了较大的扩散电容
d Array
阶跃管电压电容特性。