应用于无线体域网2.4 GHz超低功耗唤醒接收机的设计

应用于无线体域网2.4 GHz超低功耗唤醒接收机的设计骆丽;吴凤姣【摘要】The dedicated wake-up receiver in body area networks is realized based on an "uncertain-IF" architecture, in which the LO (Local Oscillator) signal is generated by a free-running CMOS ring oscillator and the high- Q filtering match network is consisted by the external inductors and capacitors. Ultra-low power is achieved by MOS transistors operating in sub-threshold region. In addition, "uncertain-IF" architecture is adopted to reduce the requirements on high accuracy of the LO signal, therefore the design complexity and power of the oscillator are largely decreased. A dual-gate topology which combines the low noise amplifier with the mixer is chosen for low power dissipation and the simplified radio frequency front-end circuit design. A four-stages differential intermediate amplifier is adopted to filter and amplify the intermediate signal, which has high gain above 50 dB over - 3 dB bandwidth of 60 MHz with 34 μA low current. The prototype receiver is implemented in 130 run CMOS technology and OOK modulation. The simulation results show that a sensitivity of - 60 dBm at 100 kbps and 10-3 bit error rate is achieved, while only with the power consumption of 130 μW in a global 0.9 V supply, and with small core chip size of 160 × 232 μm~2. It is available for applications where frequent interaction, short delay and fast response are required.%实现了一个基于不定中频结构的唤醒接收机,其中本振信号由环形振荡器产生,高Q值滤波匹配网络由外接电容和电感组成.本接收机采用工作于亚阈值区的MOS器件大幅降低电路总功耗,实现超低功耗；采用不定中频技术降低对本振信号的精度要求,从而降低振荡器的设计复杂度和功耗；采用双栅结构合并射频放大器和混频器,简化射频前端的设计并降低功耗.4级差分放大器电路作为中频放大器,在34μA低电流下实现了50 dB以上的增益和60 MHz以上的-3dB带宽,实现了对中频信号的滤波和放大.本接收机采用SMIC0.13 μm工艺,开关键控调制,采用0.9V电源供电,功耗不到130μW,在100 kbps传输速率和10-3差错率下,灵敏度达到-60 dBm,核心芯片面积小,仅160×232μm2,满足通信频繁的无线体域网应用中对超低功耗及短延时、快速响应的要求.【期刊名称】《北京交通大学学报》【年(卷),期】2013(037)002【总页数】6页(P57-62)【关键词】唤醒接收机;不定中频;亚阈值区工作;无线体域网;超低功耗【作者】骆丽;吴凤姣【作者单位】北京交通大学电子信息工程学院,北京100044【正文语种】中文【中图分类】TN433无线体域网(Wireless Body Area Network,WBAN)是以人体为中心[1],由和人体相关的节点和集线器等组成的通信网络.随着人类进入老龄化社会,特别在中国,快速的老龄化进程导致了庞大的老年群体,老年人的医疗需求给已经超负荷运转的医疗系统带来了巨大的压力和挑战,而无线体域网在医疗健康和军事领域方面的应用前景越来越引人关注[2].2012年11月1日在加州圣塔莫尼卡的圣约翰医疗中心进行了全球首款无线体域网产品在医疗领域试点.随着半导体工艺的进步、计算处理能力的提高和无线通信技术的发展,多用途多功能的无线体域网的实现正逐渐成为可能.相比于其他技术,无线体域网有短距离、低功耗、小体积和小成本等特点.因其特殊的应用环境,为保证人体安全,节点辐射功率不能过大.目前无线传感网节点均通过自带电池供电,为减小成本、延长电池寿命,节点功耗应该尽可能低.另外,要求节点体积小,如用于视网膜植入的节点直接安装至患者眼内,从减轻患者伤痛及轻便便携考虑,要求提高芯片集成度,外接元件尽可能少,从而减小节点体积.低功耗是无线体域网设计的挑战,无线体域网节点功能主要由3部分组成,即信息采集、计算处理和无线通信.其中无线通信部分占节点功耗的主要部分,而通信里面射频前端的功耗最大.因此为实现低功耗这一目标,设法降低射频前端部分电路的功耗是关键.目前无线传感器网络节点的工作模式主要有基于任务周期和使用唤醒接收机两种模式.①通过一个定时器控制接收机周期性的工作和休眠以实现低功耗,即约定收发机在一周期内极短的时间内工作,其余大部分时间处于睡眠状态,从而降低了接收机的平均功耗,延长节点电池的使用寿命,这也是大部分节点采用的工作模式.这种工作模式的优点是,在传输数据量大、信道通信不频繁的场合下可以很好地实现低功耗;缺点是延时较长.当目标接收节点正处于睡眠状态时,就会导致该节点收不到信息,需多次发送通信请求直到接收节点处于工作状态时方可以建立通信,这样会导致发送和接收节点的能量浪费.②为了克服这一缺点,开始采用在主收发机旁加一个唤醒接收机的方法.唤醒接收机的主要作用是持续侦听信道内其他节点发送过来的通信请求信息.当接收到通信请求命令以后,即唤醒主收发机进行通信.通过这种持续对信道的监听方式,提高了接收节点的响应速度,也减少了能量浪费.目前带有唤醒接收机的无线体域网常应用在信道通信频繁,需要快速反应的场合.为了突出相对于基于任务周期工作模式的优势,唤醒接收机的功耗一般远低于1 mW,为微瓦级[3-7],远小于常见主接收机的动态功耗,换句话说,唤醒接收机工作在超低功耗状态下.本文作者所设计的唤醒接收机,采用合适的接收机解调方式及接收机结构,满足唤醒接收机超低功耗及短距离通信的要求.1 唤醒接收机设计考虑接收机调制方式不同,功耗也会有差别.调制方式越复杂,功耗越大.目前常用的经典接收机结构包括超外差、直接下变频及中低频都因为需要高精度的本振信号.而高精度的本振则一般通过锁相环实现,使得接收机功耗过高而无法应用于唤醒接收机.对于超再生结构同样因为本振的问题导致功耗过大而不适合;对于超宽带结构的接收机,因为需要在宽频带范围内保持高增益,导致实现此功能的放大器功耗过大也被排除在外.为实现小面积,唤醒接收机和主接收机共用天线.从功能角度看,唤醒接收机与主接收机不同的是,前者功能单一,数据率较低,一般为1 kbps～100 kbps.鉴于这些特点,通常可以采用频移键控调制(FSK)和开关键控调制(OOK)这两种简单的调制方式.FSK 线性度好,稳定性高,但是需要高精度本振.为了进一步降低功耗,我们使用了不需要高精度本振的OOK调制模式.鉴于OOK调制模式下的多种解调结构,本文采用了不定中频结构,即直接下变频或低中频结构的改进模式.考虑到采用CMOS工艺实现的接收机电路可以工作于饱和区和亚阈值区,而饱和区工作时电路功耗大的特点,这里将大部分电路设置为亚阈值区工作.2 不定中频结构的原理和电路描述不定中频结构接收机,其主要特点是结构简单和功耗低.它采用一个宽带中频放大器,对OOK信号和本振信号混频之后的信号进行带通滤波和放大,并直接交给包络检波器进行解调.这就使得只要本振信号的频率与OOK信号的载波频率之差在中频放大器的带宽范围之内,就可以实现正确的解调,并不需要高精度的本振信号,这就大大降低了本地振荡器的结构设计和功耗.另外,通过采用所谓的“双栅”拓扑结构,合并了射频放大器和混频器,进一步降低了电路的结构和功耗.本文实现的唤醒接收机由外接阻抗匹配电路、混频器、数字控制振荡器电路、中频放大器、包络检波器、缓冲器和比较器构成,如图1所示.载波频率采用符合无线体域网标准IEEE 802.15.6[3]及ISM波段的2.4 GHz频率.图1 唤醒接收机原理图Fig.1 Schemeof wake-up receiver从天线接收进来的OOK信号首先经过具有窄带滤波特性的阻抗匹配电路后,再通过混频器与本地振荡信号进行混频.混频器的负载由电阻和电容并联组成,具有低通特性,使得中频信号从混频之后的信号中被选择出来,再经过中频放大器进行带通滤波和放大,送给包络检波器.在检波之后中频信号变为模拟基带信号,并经过缓冲放大器的再次放大最后输入比较器.比较器的输出即为轨到轨的数字信号.本振信号是一个方波信号,它是由3个反相器组成的环路振荡电路产生的正弦信号经过两级缓冲器之后产生的.本振信号直接接到混频器开关管的栅极,控制开关管周期性地导通和关断.本振信号的频率可以通过控制环形振荡器的瞬态电流来调整.本文通过调节两个电阻型DAC的输出电阻来改变整个环形振荡器的瞬态电流,进而调节本振信号的频率.接下来的部分将对唤醒接收机的各个模块的具体实现进行描述.2.1 匹配网络由于基于不定中频结构的特点,包络检波器的非线性滤波作用导致唤醒接收机的灵敏度降低.一般地,通过在射频输入端采用高Q值的射频滤波器对输入信号进行窄带滤波来改善这一问题.然而,由于芯片内电感面积大,同时受限于工艺缺陷,电感的Q 值不能做得很高,所以一般采用外接滤波器组成的匹配网络实现[4].但是由于这类滤波器的面积较大,不利于传感器节点的体积轻巧便携的要求;另外,这类滤波器的价格一般比较昂贵,导致生产成本很高,不利于产品的大规模化生产.本文中采用村田公司提供的射频电容、电感模型设计了具有较高 Q值的窄带匹配电路,实现天线至混频器的阻抗匹配和滤波功能.经过对各工艺角下电路模型的前仿真和对版图的后仿真,结果均显示出S11＜-20 d B,满足工业上要求S11至少低于-10 dB的要求.鉴于村田公司的元器件设计精度较高,在此可以预期芯片的实际匹配性结果能够满足系统要求.该匹配电路的具体实现方式如图2所示.图2 匹配网络与双栅混频器Fig.2 Match network and dual-gate mixer图2 中,,,为匹配网络元件,采用的是村田公司的电感和电容模型.后面所接的 L bond 为棒线在2.4 GHz处等效电感,C pad为焊盘在2.4 GHz处的等效电容.图3为后仿真下匹配网络的反射系数图.图3 后仿真下阻抗匹配网络反射系数Fig.3 Reflection factor of match network in post simulation2.2 低噪放和混频器低噪放是射频前端功耗较高的部分之一.为实现超低功耗设计,采用了将低噪放和混频器合为一体的所谓“双栅极”拓扑电路,如图2所示.其中M1管的尺寸为130 nm/20μm,M 2管的尺寸为130 nm/4μm.由于低功耗的要求,使得混频器消耗的电流较小,造成混频器的电流密度很低,所以M1管工作于亚阈值区.混频器的工作原理是：OOK信号经过阻抗匹配电路的窄带滤波之后,再经过M 1管产生一个放大电流,然后通过本振信号控制的M 2对该放大电流进行开关切换,实现混频.M2的负载是由R load,C load并联组成的低通滤波电路,它对混频输出的信号进行滤波,得到中频信号.该混频器的工作原理推导如下式中：i o为混频器负载端输出电流;g m0为M1的跨导;v RF为混频器射频输入信号;L(t)为本振信号,是一个单位脉冲序列,暂定为理想的方波,具有50%占空比.对 L(t)进行傅里叶级数展开得到其数学表达式为将式(2)代入式(1)得到输入射频信号v RF=v scos(ωRF t),将其代入式(3)得到混频器的跨导经过滤波后,得到因此整个混频器的转换增益为式中：R1oad为混频器的负载;R o,cons为从混频器输出端看进去的CMOS输出电阻.后仿真结果如图4所示,该混频器的在2.4 GHz处转换增益为28 dB.图5为当本振输入为2.45 GHz时,混频器的噪声系数约为15 dB.图4 混频器的转换增益Fig.4 Conversion gain of mixer2.3 本地振荡器本地振荡器由3级反相器构成的环形振荡器加缓冲构成.为了将振荡器的输出信号放大成轨到轨的方波信号,在振荡器后面增加了两级缓冲器.本地振荡信号的频率,通过两个6位电阻型DAC来控制.当DAC的输出电阻发生变化时,环形振荡器的瞬态电流也会发生变化,进而对振荡信号的输出频率进行控制.这个本振信号的产生电路如图6所示.图5 混频器噪声系数Fig.5 Noise figure of mixer图6 数字控制振荡器原理图Fig.6 Schematic of digital controlled oscillator 为了降低功耗,环形振荡器的3个反相器均采用很小尺寸的管子.其中,NMOS管的沟道长度为130 nm,宽度为280 nm,PMOS管沟道长度为130 nm,宽度为600 nm,整个数字控制振荡器的电流消耗为76μA,输出信号为1.06 GHz至2.765 GHz之间可调的准方波信号,频率调节步长为30 MHz.2.4 中频放大器由于中频放大器需要在整个中频带宽范围内提供较高增益,增益带宽积需要很大.为了降低功耗,在此采用以电阻做负载的基本差分对来实现放大器单元,并通过4级放大器单元级联来实现高增益.另外,由于低频部分信号可能会经过中频放大器而进入包络检波器并对基带信号造成影响,需要在中频部分将其抑制,在此通过在放大器的尾电流管处引入一个大的电容产生一个低频零点,则可以对低频信号进行抑制.中频放大器的具体结构如图7所示.为了节省面积,只在第1级放大器和第3级放大器的尾电流管处引入零点.而且电路中的电容部分均采用PMOS实现的MOS电容,以进一步节省芯片面积.图7 中频放大器原理图Fig.7 Scheme of intermediate frequency amplifier由图7可见,该放大器电路结构十分简单,4级放大器之间采用直接耦合的方式连接,以电阻做负载,省去了复杂及功耗大的共模反馈电路.4级放大器中相同位置的MOS 器件的尺寸完全相同.各级放大器的差分对管的沟道长度均为200 nm,宽度均为2.4μm.第2级和第4级放大器的尾电流管的尺寸均为4μm/2μm.为了引入零点,将第1级和第3级放大器的尾电流管拆分为二,每个MOS管的尺寸为2μm/2μm.电路中M3、M4和 M5为MOS电容,以减小芯片面积.整个中频放大器在1.22～63 MHz范围内提供55 dB的增益,每1级消耗的电流只有7.2μA.中频放大器的幅频特性曲线如图8所示.图8 中频放大器后仿真增益Fig.8 Voltage gain of intermediate amplifier during post simulation2.5 包络检波器包络检波器的作用是把基带信号从中频信号中检波出来,它的实现方案有很多种.为了实现低功耗,在此可以采用以大电容为负载的源级跟随器作为包络检波器.由于中频输出信号为差分信号,包络检波器也采用差分对作为输入,这样可以对信号中的偶次非线性项进行抑制.包络检波器电路的具体电路如图9所示.包络检波器的优化目标是在不对信号造成较大衰减的情况下,尽可能地降低功率消耗.另外,考虑到中频放大器的输出级驱动负载能力较弱,大的负载会使中频放大器的带宽下降.要尽量使输入管子的尺寸小一些.最终的器件尺寸选取如下：差分对管子参数为130 nm/2μm,尾电流管参数为2μm/2 μm.图9 包络检波器原理图Fig.9 Schematic of envelop detection circuit2.6 缓冲放大器缓冲放大器的作用是对包络检波器的输出进行放大.它采用单端输出运算放大器,以电阻作为负反馈的方式提供增益.该缓冲放大器的结构见图10.图10 基带缓冲器原理图Fig.10 Schematic circuit of baseband buffer图10 中电阻R1和R2的值分别为8 kΩ和24 kΩ,可以提供3倍的放大增益. 2.7 比较器为降低误码率,采用迟滞比较器[8].3 仿真结果该唤醒接收机采用SMIC0.13μm CMOS工艺实现.图11所示为电路的版图照片.芯片核心面积为160×232μm2,其中大部分芯片面积被DCO和中频放大器的电容元件所消耗.-10-3误码率下,接收机灵敏度为-60 dBm.对版图进行参数提取后的仿真结果如图12所示.图11 唤醒接收机版图Fig.11 Layout of wake-up receiver图12 -60 dBm输入下仿真结果Fig.12 Results of Post simulation at-60 d Bm input在100 kbps传输速率和唤醒接收机各部分消耗功率及性能如表1所示.表1 唤醒接收机性能及功率消耗指标Tab.1 Performance and power cost ofwake-up receiver不定中频结构接收机参数后仿数据结果载波工作频率/调制方式 2.4 GHz/OOK供电电源 0.9 V数据率 100 kbps能量每比特 1.2 n L误码率为10-3下的灵敏度 -60 dBm各模块功率消耗电流/电压混频器14.5μA/13.06μW中频放大器+包络检波器39.44μA/35.5μW数字控制振荡器76μA/68.4μW缓冲器7μA/6.3μW比较器3.7μA/3.33μW总功耗126.6μW4 结论本文实现了应用于无线体域网的一个基于不定中频结构的OOK解调接收机.采用数字可调电阻型DAC控制的环形振荡器来提供本振信号,并采用高增益带宽积的中频放大器,从而使得环形振荡器可以达到很宽的调谐范围,保证输入射频信号可以正确解调,同时极大地降低了接收机的功耗.该唤醒接收机用SMIC0.13μm CMOS工艺实现.仿真结果表明,数字控制振荡器输出频率大范围可调,灵敏度为-60 dBm.采用0.9V电源供电,消耗电流为(包括混频器至比较器)140μA,芯片面积为(160×232)μm2,功耗低,面积小,外接元件少,整个接收机指标符合无线体域网标准,满足于信道通信频繁、需要快速反应的应用场合.参考文献(References)：[1]IEEE Standard for Local and metropolitan area networks Part 15.6：Wireless Body Area Networks[S].IEEE Standards Association,IEEE Std 802.15.6,2012.[2]Min Chen,Sergio Gonzalez,Athanasios Vasilakos,et al.Body area networks：A survey[J].Mobile Networks and Applications,2011,16(2)：171-193.[3]Pletcher N,Gambini S,Rabaey J M.A 2 GHz 52μW wake-up receiver with-72dBm sensitivity using uncertain-IF architecture[C]//IEEE International Solid-State Circuits Conference,2008：524-633.[4]Hyu nwoo Cho,Joonsung Bae,HoiJun Yoo.A 39μWbody channel communication wake-up receiver with 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