高速信号测试基础知识(去加重-预加重)分解
预加重去加重和均衡
预加重、去加重和均衡高速信号调整技术随着信号速率的增加，高速信号的趋肤效应和传输线的介质损耗，使信号在传输过程中受损很大，为了在接收终端能得到比较好的波形，就需要对受损的信号进行补偿，常用的补偿技术有：预加重、去加重和均衡在介绍这三种信号补偿技术之前，先来介绍下趋肤效应和介质损耗。
高速串行链路系统对信号的影响当信号经过无源链路时，由于信道损耗（插损）、阻抗不连续（反射、回损）、其它信道的干扰（串扰）等，信号完整性受到破坏、信噪比（SNR）降低，以至于信号传递可能出现误码（BER）。
·影响SNR的还有振铃,EMI, 地弹, 开关电源噪声, 热噪声, 白噪声/闪烁噪声/随机噪声, 环境变化（温度、湿度，等）。
趋肤效应：交变电流(alternating electric current, AC)通过导体时，由于感应作用引起导体截面上电流分布不均匀，愈近导体表面电流密度越大。
这种现象称“趋肤效应”。
趋肤效应使导体的有效电阻增加。
频率越高，趋肤效应越显著。
当频率很高的电流通过导线时，可以认为电流只在导线表面上很薄的一层中流过，这等效于导线的截面减小，电阻增大。
介质损耗：绝缘材料在电场作用下，由于介质电导和介质极化的滞后效应，在其内部引起的能量损耗叫介质损耗。
在交变电场作用下，电介质内流过的电流相量和电压相量之间的夹角叫做介质损耗角，该角的正切值称为介质损耗因素。
在高速信号传输中，信号的高频分量衰减要比低频分量的衰减大很多，传输线路表现出来的特性像一个低通滤波器。
如下图所示。
片内解决方案-均衡技术发送端：预加重或去加重接收端：有源连续时间线性均衡器(CTLE,Continuous Time Linear Equalizer)，前馈均衡器(FFE,Feed-Forward Equalizer) ，判决反馈均衡器(DFE,Decision Feedback Equalizer)预加重(Pre-emphasis)：前面已经介绍过了，信号传输线表现出来的是低通滤波特性，传输过程中信号的高频成分衰减大，低频成分衰减少。
传输损耗的补血小药瓶：预加重
传输损耗的补血小药瓶：预加重无线通信中会采用预失真的方法补偿功放的非线性，对于有线通信也是这样的。
很多常用的电路板材料或者电缆在高频时都会呈现出高损耗的特性。
目前的高速串行总线速度不断提升，使得流行的电路板材料达到极限从而对信号有较大的损耗，这可能导致接收端的信号极其恶劣以至于无法正确还原和解码信号，从而出现传输误码。
如果我们观察高速的数字信号经过长的传输通道传输后到达接收端的眼图，它可能是闭合的或者接近闭合的。
因此工程师可以有两种选择，一种是在设计中使用较为昂贵的电路板材料，另一种是仍然沿用现有材料，但采用某种技术来补偿传输通道的损耗影响。
考虑到在高速率的情况下低损耗的电路板材料和电缆的成本太高，我们通常都会优先尝试相应的信号补偿技术，预加重和均衡就是高速数字电路里最常用的两种信号补偿技术。
通常情况下预加重技术使用在信号的发送端，通过预先对信号的高频分量进行增强来补偿传输通道的损耗。
预加重技术由于实现起来相对简单，所以在很多数据速率超过1Gb/s的总线中广泛使用，比如PCI-E、SATA、USB3.0、Displayport等很多总线中都有使用。
当信号速率进一步提高以后，传输通道的高频损耗更加严重，仅仅靠发送端的预加重已经不太够用，所以很多高速的总线除了对预加重的阶数进一步提高以外，还会在接收端采用复杂的均衡技术，比如PCI-E3.0、SATA Gen3、USB3.0、Displayport HBR2、10GBase-KR等总线中都在接收端采用了均衡技术。
采用了这些技术后，FR4等传统廉价的电路板材料也可以应用于高速的数字信号传输中，从而节约了系统实现的成本。
预加重（Pre-emphasis）是一种在发送端事先对发送信号的高频分量进行补偿的方法，这种方法的实现是通过增大信号跳变边沿后第一个bit（跳变bit）的幅度（预加重）来完成的。
比如对于一个00111的比特序列来说，做完预加重后序列里第一个1的幅度会比第二个和第三个1的幅度大。
高速串行总线的信号完整性验证
高速串行总线的信号完整性验证随着第三代I/O技术的出现，人们开始步入高速传输的时代。
在使用PCI Express、SATA等高速串行总线时，如何保持信号的完整性是一个挑战。
本文结合实例，介绍信号完整性验证的基础知识和方法。
一般来讲，电子产品的设计都离不开以下几个部分：电源、时钟、复位信号、总线和接口，正是这些各个部分的信号连接着整个系统，也是决定系统稳定性的重要角色之一。
系统的稳定性和设计质量的好坏，从信号本身的角度可以看出丝许端倪，其实这也就是信号完整性研究的内容。
---随着技术的不断发展，设计工程师会越来越多地面临着高速信号的设计处理的问题，高速数据总线技术的发展，也给测试带来了新的挑战。
---本文引用地址：http://eepw/arTIcle/196100第三代I/O技术PCI Express，使人们可以突破以往PCI带宽较窄的瓶颈限制，从而更加灵活地设计的自己高性能系统。
对于PCI Express的测试，PCISIG已经有详细的测试方法了，但是实际系统千差万别，PCISIG也不可能一一规定得清清楚楚，所以这就需要对各个总线规格的技术特征要有深入的了解，确定到底那条才是符合实际系统的标准。
不只是PCI Express，光纤通道（Fiber Channel）、Infiniband、千兆以太网、1394b、USB等信号的测量也有同样的问题。
---对于任何总线或是信号的测试，首先要对其所用的技术规格非常熟悉，一个经验丰富的工程师只需要看技术规范，就能大致找到测试方法，当然有的时候需要配置完备的仪器才行。
---首先来看眼图的测量，要测试眼图就得先找到规定的眼图的模板，也就是Eye Mask。
各个技术规格都会有明确的规定，工程师可以从技术规范中找出眼图模板的规格，在测试仪器上（如示波器）按照规格进行编辑眼图模板，图1是光纤通道标准规定不同的点对应。
高速信号调整技术-含(预加重-去加重-均衡)
隐藏抽头
• 由于抽头产生信号失真 及符号间干扰，因此阻 抗会受影响而改变 • 一对缓冲器可将抽头 “ 隐藏” 起来，有助于提 高信号的完整性 • 缓冲器必须置于靠近连 接器的位置，以确保能 充分发挥其性能
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4. 直流平衡
去加重
预加重
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预加重
4 条通道各以 2Gbps 的速度传送信号
FPGA
DS15BR400
60 英寸背板
FPGA
开 关
预加重 关 预加重开
在背板内传送了 60 英 寸之后的信号的张开眼 图
• 预加重功能为信号衰减及损耗提供补偿
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2” FR4
DE = -9dB
过度加重
• 不同的导体各有不同的传输损耗 • 固定补偿无法灵活作出应变 • 过度均衡会增加抖动
Tj = 130ps p-p 并无预加重
Tj = 62ps p-p 3dB PE Tj = 84ps p-p 9dB PE
5
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1. 均衡
5Gbps
降低电压 摆幅 !
无源均衡器
逻辑电路
DS38EP100
逻辑电路
+
背板响应 均衡器响应
=
总响应
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高速信号测试基础知识(去加重预加重)分解课件
对未来高速信号测试技术发展的展望
更高速度的信号测试
随着科技的不断发展，未来的高速信号测试技术将会向着更高速度的方向发展。这需要我 们不断探索新的技术手段，提高信号的传输速度和稳定性，以满足不断增长的数据传输需 求。
更广泛的信号测试应用
高速信号测试技术的应用范围将会越来越广泛，不仅局限于通信领域，还将涉及到其他领 域如医疗、航空航天等。这需要我们不断拓展高速信号测试技术的应用领域，以满足不同 行业的需求。
去加重与预加重技术在高速信号测试中的未来发展趋势
更高的测试速度
随着信号传输速率的不断 提高，去加重和预加重技 术将不断优化以提高测试 速度。
更Байду номын сангаас泛的适用范围
随着技术的不断发展，去 加重和预加重技术将应用 于更多领域，如生物医学 工程、航空航天等。
更精确的参数调整
未来去加重和预加重技术 将实现更精确的参数调整 ，以满足不同测试需求和 提高测试精度。
预加重技术的应用场 景
预加重技术广泛应用于通信、广播、 电视、音频等领域。在通信领域中， 预加重技术可以用于提高数字信号的 传输质量和可靠性；在广播、电视领 域中，预加重技术可以用于改善图像 和声音的质量；在音频领域中，预加 重技术可以用于降低音频信号的失真 度。
04
CATALOGUE
去加重与预加重技术在高速信 号测试中的应用
去加重技术的优缺点与应用场景
总结词
去加重技术的优点在于能够提高信号的传输质量和稳定性，减小信号的畸变和失真，适 用于高速数字信号传输和长距离传输。然而，去加重技术也存在一些缺点，如可能会引
入额外的噪声和计算复杂度较高。
详细描述
在高速数字信号传输中，由于信号的传输速率较高，信号在传输过程中容易产生畸变和 失真，影响信号的质量和稳定性。因此，去加重技术被广泛应用于高速数字信号传输中 ，如光纤通信、数字电视信号传输等。此外，在长距离传输中，由于信号的衰减和畸变
预加重、去加重和均衡-1
预加重、去加重和均衡高速信号调整技术随着信号速率的增加，高速信号的趋肤效应和传输线的介质损耗，使信号在传输过程中受损很大，为了在接收终端能得到比较好的波形，就需要对受损的信号进行补偿，常用的补偿技术有：预加重、去加重和均衡在介绍这三种信号补偿技术之前，先来介绍下趋肤效应和介质损耗。
高速串行链路系统对信号的影响当信号经过无源链路时，由于信道损耗（插损）、阻抗不连续（反射、回损）、其它信道的干扰（串扰）等，信号完整性受到破坏、信噪比（SNR）降低，以至于信号传递可能出现误码（BER）。
•影响SNR的还有振铃,EMI, 地弹, 开关电源噪声, 热噪声, 白噪声/闪烁噪声/随机噪声, 环境变化（温度、湿度，等）。
趋肤效应：交变电流(alternating electric current, AC)通过导体时，由于感应作用引起导体截面上电流分布不均匀，愈近导体表面电流密度越大。
这种现象称“趋肤效应”。
趋肤效应使导体的有效电阻增加。
频率越高，趋肤效应越显著。
当频率很高的电流通过导线时，可以认为电流只在导线表面上很薄的一层中流过，这等效于导线的截面减小，电阻增大。
介质损耗：绝缘材料在电场作用下，由于介质电导和介质极化的滞后效应，在其内部引起的能量损耗叫介质损耗。
在交变电场作用下，电介质内流过的电流相量和电压相量之间的夹角叫做介质损耗角，该角的正切值称为介质损耗因素。
在高速信号传输中，信号的高频分量衰减要比低频分量的衰减大很多，传输线路表现出来的特性像一个低通滤波器。
如下图所示。
片内解决方案-均衡技术发送端：预加重或去加重接收端：有源连续时间线性均衡器(CTLE, Continuous Time Linear Equalizer)，前馈均衡器(FFE, Feed-Forward Equalizer) ，判决反馈均衡器(DFE, Decision Feedback Equalizer)预加重(Pre-emphasis)：前面已经介绍过了，信号传输线表现出来的是低通滤波特性，传输过程中信号的高频成分衰减大，低频成分衰减少。
预加重与去加重电路
AM系统的性能好，而且还比AM系统更差。如图5.7.4所
示。当输入信噪比低于门限电平时，鉴频器的输出信噪 比将急剧恶化，有用信号甚至会完全淹没在噪声中，无 法进行调频信号的接收较大），自动将低频放大器
闭锁，使噪声不在终端出现。
当有信号时，噪声小，又能自 动解除闭锁，使信号通过低放
图5.3.10
变容二极管晶体直接调频振荡电路
图中T1为音频放大器，话音信号经1000pF电容耦合 输入，并与放大器的输入阻抗构成了高通滤波，称之为 预加重电路，提升高音频信号的传输。在调频波解调电 路中再用同样时间常数的去加重电路（低通）恢复音频。 在调频系统中采用预加重和去加重的目的是为了抑制高 音频噪声分量，提高信噪比。
去加重：在接收端利用去加重网络，把调制信号高 频端人为提升的信号振幅降下来，使调制信号中高、低 频端的各频率分量的振幅保持原来的比例关系，避免了 因发送端采用加重网络而造成的解调信号失真。
1．预加重网络
通常要求预加重网络的传递函数具有：在低频
端为常数而在高频端相当于微分器。
近似这种响应的RC网络如图5.7.2（a）所示，它 是典型的预加重网络。图5.7.2（b）是网络频率响应 的渐近线。
5.7※
调频系统中的特殊电路
一个完整的调频收发信机，除了放大器、混频 器和频率调制、解调器之外，还有许多附属电路和特 殊电路。如话音加工电路（话筒到调制器输入端和解 调器输出端到耳机的整个低频电路）就有瞬时频偏控
制电路、带通与低通滤波器电路、预加重与去加重电
路、静噪电路、限幅器等。
一．瞬时频偏控制电路 可以证明，在给定信道带宽的条件下，对于单 音调频波（假设干扰也是单音信号）解调输出电压 的信噪比为
输出。
静噪的方式和电路是多种 图5.7.4 门限效应示意图 多样的，常用静噪电路去控制调频接收机鉴频后的低频 放大器。在需要静噪时，可利用鉴频器输出噪声大的特 点去控制低频放大器，使其停止工作，以达到静噪的目 的，如图5.7.5所示。
高速信号测试基础知识(去加重-预加重)
目录
高速串行信号LVDC 抖动的分析
1
2 3 4 5
眼图的说明
其它 PCIe信号测试实例
什么是抖动
抖动的成因
抖动的组成
随机抖动RJ
确定性抖动DJ
周期性抖动
占空比失真DCD
码间干扰ISI
目录
高速串行信号LVDC 抖动的分析
1
2 3 4 5
眼图的说明
其它 PCIe信号测试实例
眼图的形成过程示例
Single Run，点击Start开始测试。
Pcie测试步骤
实测pcie_5G信号结果
USB信号测试结果
谢谢！
1. 眼图.
眼图的说明
眼图已成为信号完整性和兼容性测试的基石之一,对于不同工 业标准的数字传输信号的验证测试和兼容性测试来说,眼图是规 范测量. （1）眼图张开的宽度决定了接收波形可以不受串扰影响而抽样 再生的时间间隔。显然，最佳抽样时刻应选在眼睛张开最大的时 刻。 （2）眼图斜边的斜率表示系统对定时抖动（或误差）的灵敏度 ，斜边越陡，系统对定时抖动越敏感。 （3）眼图左（右）角阴影部分的水平宽度表示信号零点的变化 范围，称为零点失真量，在许多接收设备中，定时信息是由信号 零点位置来提取的，对于这种设备零点失真量很重要。 （4）在取样时刻，阴影区的垂直宽度表示最大信号失真量。 （5）在取样时刻，上、下两阴影区间隔的一半是最小噪声容 限，噪声瞬时值超过它就有可能发生错误判决。
BER
KRONE公司定义 10E-12误码率称为零误码率，零误码率意味着每十万 亿个比特中产生的误码小于1个。
常用规范要求:
1000Base-T网络制定的可接受得最高限度误码率是10E-10;
SAS 可接受的最高限度误码率是10E-12；
高速信号与信号完整性分解
什么是高速数字信号？高速数字信号由信号的边沿速度决定，一般认为上升时间小于4倍信号传输延迟时可视为高速信号，而高频信号是针对信号频率而言的。
高速电路涉及信号分析、传输线、模拟电路的知识。
错误的概念是：8KHz帧信号为低速信号。
多高的频率才算高速信号？当信号的上升/下降沿时间< 3~6倍信号传输时间时,即认为是高速信号.对于数字电路，关键是看信号的边沿陡峭程度，即信号的上升、下降时间,信号从10%上升到90%的时间小于6倍导线延时,就是高速信号!即使8KHz的方波信号,只要边沿足够陡峭,一样是高速信号,在布线时需要使用传输线理论。
信号完整性研究：什么是信号完整性?时间:2009-03-11 20:18来源:sig007 作者:于博士点击: 1813次信号完整性主要是指信号在信号线上传输的质量，当电路中信号能以要求的时序、持续时间和电压幅度到达接收芯片管脚时，该电路就有很好的信号完整性。
当信号不能正常响应或者信号质量不能使系统长期稳定工作时，就出现了信号完整性问题，信号完整性主要表现在延迟、反射、串扰、时序、振荡等几个方面。
一般认为，当系统工作在50MHz时，就会产生信号完整性问题，而随着系统和器件频率的不断攀升，信号完整性的问题也就愈发突出。
元器件和PCB板的参数、元器件在PCB板上的布局、高速信号的布线等这些问题都会引起信号完整性问题，导致系统工作不稳定，甚至完全不能正常工作。
1、什么是信号完整性（Singnal Integrity）？信号完整性（Singnal Integrity）是指一个信号在电路中产生正确的相应的能力。
信号具有良好的信号完整性（Singnal Integrity）是指当在需要的时候，具有所必须达到的电压电平数值。
主要的信号完整性问题包括反射、振荡、地弹、串扰等。
常见信号完整性问题及解决方法：问题可能原因解决方法其他解决方法过大的上冲终端阻抗不匹配终端端接使用上升时间缓慢的驱动源直流电压电平不好线上负载过大以交流负载替换直流负载在接收端端接，重新布线或检查地平面过大的串扰线间耦合过大使用上升时间缓慢的发送驱动器使用能提供更大驱动电流的驱动源时延太大传输线距离太长替换或重新布线, 检查串行端接头使用阻抗匹配的驱动源, 变更布线策略振荡阻抗不匹配在发送端串接阻尼电阻2、什么是串扰（crosstalk）？串扰（crosstalk）是指在两个不同的电性能之间的相互作用。
高速信号调整技术
随着信号速率的增加，高速信号的趋肤效应和传输线的介质损耗，使信号在传输过程中受损很大，为了在接收终端能得到比较好的波形，就需要对受损的信号进行补偿，常用的补偿技术有：预加重、去加重和均衡。
在介绍这三种信号补偿技术之前，先来介绍下趋肤效应和介质损耗。
趋肤效应：交变电流(alternating electric current, AC)通过导体时，由于感应作用引起导体截面上电流分布不均匀，愈近导体表面电流密度越大。
这种现象称“趋肤效应”。
趋肤效应使导体的有效电阻增加。
频率越高，趋肤效应越显著。
当频率很高的电流通过导线时，可以认为电流只在导线表面上很薄的一层中流过，这等效于导线的截面减小，电阻增大。
介质损耗：绝缘材料在电场作用下，由于介质电导和介质极化的滞后效应，在其内部引起的能量损耗叫介质损耗。
在交变电场作用下，电介质内流过的电流相量和电压相量之间的夹角叫做介质损耗角，该角的正切值称为介质损耗因素。
在高速信号传输中，信号的高频分量衰减要比低频分量的衰减大很多，传输线路表现出来的特性像一个低通滤波器。
如下图所示。
预加重 (Pre-emphasis)：前面已经介绍过了，信号传输线表现出来的是低通滤波特性，传输过程中信号的高频成分衰减大，低频成分衰减少。
预加重技术的思想就是在传输线的始端增强信号的高频成分，以补偿高频分量在传输过程中的过大衰减。
我们知道，信号频率的高低主要是由信号电平变化的速度决定的，所以信号的高频分量主要出现在信号的上升沿和下降沿处，预加重技术就是增强信号上升沿和下降沿处的幅度。
如下图所示。
去加重(De-emphasis)：去加重技术的思想跟预加重技术有点类似，只是实现方法有点不同，预加重是增加信号上升沿和下降沿处的幅度，其它地方幅度不变；而去加重是保持信号上升沿和下降沿处的幅度不变，其他地方信号减弱。
如下图所示。
去加重补偿后的信号摆渡比预加重补偿后的信号摆幅小，眼图高度低，功耗小，EMC辐射小。
一种高速接收机判决反馈均衡的验证方法
1导言随着电子技术的飞速发展和人们生活水平的不断提高，对数据传输的需求量也不断提升，10G 接口逐渐走向了消费者的面前，例如USB3.1、HDMI2.1，这些高速接口能够极大得提升用户的体验，可以更快地读写文件，提供更加高清的视频传输。
但用户的接口情况也更加复杂，需要较好性能的高速电路才能够给用户提供稳定的体验。
当前接收机性能主要通过模拟接收端眼图或误码率来衡量[1]，不能够直观地反应具体模块的性能，本文提出了一种误码分布式表验证判决反馈均衡性能的方法，主要通过误码测试结合增益组合来验证判决反馈均衡器性能，以实现10G 信号在较长数据线的稳定传输。
2信号传输信号的传输需要从发射机出发，经过芯片封装、主板、连接器、背板或线材、连接器、主板、芯片封装，最后到达接收机，如图1所示。
整个传输路径上会有通道的插入损耗、阻抗不连续、通道串扰、码间干扰等信号完整性问题，从而使信号传输受到影响，出现误码。
因此，需要进行信号完整性的处理，除了优化传输通道的阻抗、插入损耗之外，还需要通过发射机和接收机对信号进行处理，如预加重、去加重、均衡，从而实现高速信号的传输。
图1信号传输路径图3发射机3.1预加重随在信号传输通道上，高频分量衰减比低频分量大，传输通道呈现低通特性，预加重通过在发射机预先补偿传输信号高频分量，来增强信号，而信号高频分量主要是在信号的边沿处，所以预加重就是补偿信号边沿处的幅度[2]。
如图2，V diff 为差分信号的幅度，V diff-pre 为预加重之后的幅度。
图2预加重波形图3.2去加重去加重和预加重本质上是类似的，只是在实现方法上有所不同，预加重是增加信号边沿处的幅度，而去加重是减弱信号非边沿区域的幅度，从而得到类似预加重的波形。
一种高速接收机判决反馈均衡的验证方法明庆勇（上海大学通信与信息工程学院，上海200444）[摘要]随着芯片速度的不断提高，接收机性能验证变得尤为重要，本文主要根据连续时间线性均衡器中交流增益和直流增益的组合，结合误码测试分析结果，提出了一种误码分布式表验证判决反馈均衡性能的方法，可以直观地检查高速接收机判决反馈均衡器对信号的补偿效果，为芯片性能提供依据。
预加重
预加重理论已经证明,鉴频器的输出噪声功率谱按频率的平方规律增加。
但是，许多实际的消息信号，例如语言、音乐等，它们的功率谱随频率的增加而减小，其大部分能量集中在低频范围内。
这就造成消息信号高频端的信噪比可能降到不能容许的程度。
但是由于消息信号中较高频率分量的能量小，很少有足以产生最大频偏的幅度，因此产生最大频偏的信号幅度多数是由信号的低频分量引起。
平均来说，幅度较小的高频分量产生的频偏小得多。
所以调频信号并没有充分占用给予它的带宽。
因为调频系统的传输带宽是由需要传送的消息信号（调制信号）的最高有效频率和最大频偏决定的。
然而，接收端输入的噪声频谱却占据了整个调频带宽。
这就是说，在鉴频器输出端噪声功率谱在较高频率上已被加重了。
为了抵消这种不希望有的现象，在调频系统中人们普遍采用了一种叫做预加重和去加重措施，其中心思想是利用信号特性和噪声特性的差别来有效地对信号进行处理。
即在噪声引入之前采用适当的网络（预加重网络），人为地加重（提升）发射机输入调制信号的高频分量。
然后在接收机鉴频器的输出端，再进行相反的处理，即采用去加重网络把高频分量去加重，恢复原来的信号功率分布。
在去加重过程中，同时也减小了噪声的高频分量，但是预加重对噪声并没有影响，因此有效地提高了输出信噪比。
上图所示为简单的预加重和去加重电路的频率幅度响应曲线。
该电路的实现可以用简单的RC高通和低通滤波器回路来实现。
在System View中可直接使用射频/模拟图符库中的RC滤波器电路来仿真。
通常的预加重和去加重频率响应曲线斜率取6dB/倍频程。
有关RC的参数和计算，请参考相关教科书，也可在System View的设计窗口中通过改变参数，观察波特图来确定。
预加重电路在RS-485通信中的应用Maxim公司北京办事处魏智在RS-485通信中，数据传输距离由于传输线阻抗和码间干扰（ISI）引起的信号衰减与畸变而受到限制。
一般情况下，传输线阻抗与终端阻抗相比可忽略不计，但在远距离传输中，传输线阻抗对信号传输有着不可忽略的影响，具体影响取决于所用电缆的阻抗与终端所接匹配阻抗的分压，例如，在选用4000英尺长、特征阻抗为100Ω #24AWG双绞线时，导线电阻会造成-6dB的信号衰减。
高速信号预加重
每个千兆位背板、连接线和电缆都会使通过它的信号产生衰减，这种信号衰减可能很轻微也可能是致命的，决定于导体的几何尺寸、材料、长度和使用的连接器类型。
由于通信工程师一生都在与正弦波打交道，因此他们更喜欢在频域内描述这种失真。
图1显示了采用50Ω的带状线(或100Ω的微分带状线)终结的信道增益，也称为频率响应。
这种带状线类似于低通滤波器，对高频正弦波的衰减比低频波更厉害。
图2显示了数字信号通过20英寸(0.5米)的FR-4微带线后的衰减情况。
在连接线中电介质和趋肤效应的损耗降低了脉冲信号的幅度，使其上升沿和下降沿更加发散。
我们喜欢称接收到的脉冲为“短脉冲(runt pulse)”，因为其信号幅度比通常的都小。
在二进制的通信系统中，任何不能以足够余量超过接收器门限的短脉冲都会造成误码。
本文讨论了在高速串行链路中降低短脉冲信号幅度的三种情况：连接线或电缆、因为连接器和其它信号转换带来的反射、驱动器和接收器的有限带宽。
图3显示了典型的信号传播测试。
对这个波形进行调整，以使这个测试信号长的平坦部分代表在你的数据代码中长串的0或1，来显示短脉冲幅度，这是一种最糟糕的情况。
在不存在反射、串扰或其他噪声的情况下，单个波形(在接收端所测试的)代表了信道散射的最差情况测试。
更长的连接线将引入更多的散射问题，最终导致接收器在1.5米(本实例的情况)的长度就不能正常接收信号。
电压余量是衡量接收器上信号品质的一种尺度，该数值等于发生瞬间采样时信号幅度与接收器阈值之间的最小差值(单位：伏)。
在一个反射、串扰或其他噪声为零的系统中，从理论上讲，即使在电压余量非常小的条件下您也能够期待系统实现理想的工作性能。
然而，在实际的系统中，您必须保持一个足够大的噪声余量，以容忍系统中最大的反射、串扰和其他噪声，同时依然保持接收信号以足够的余量高于阈值电平，以克服接收器的有限带宽和噪声问题。
按照图4所示的例子，短脉冲幅度等于正常低频信号幅度的85%，只超过接收器门限电平35%，而不是正常情况的50%。
高速串行信号的接收端测试
Tቤተ መጻሕፍቲ ባይዱansmitter
Pre-emphasis De-emphasis Pre-overshoot
Serial Data Transfer Link
Receiver
Amplifier，Equalization
Serializer; 8B/10B Encode;
Scramble; Transimit FIFO
并行数据转换成串行数据并辅以相应的编码，可以以 LVDS 或者 CML 等差分电平的方 式实现高速、高可靠的传输，传输通道结构也可实现极大的简化。从上述结构图中我们可以 看出，串行数据传输链路中是没有专门的时钟信号传输的，那么接收端如何实现对串行数据 的解串、解码呢？事实上接收端会有专门的 CDR（Clock Data Recovery ）电路用以从串行 数据中恢复出时钟。因此，一个最典型的串行数据链路的发送端的内部结构至少应包括：串 行化（Serializer）电路、8B/10B 编码电路（通常在 8B/10B 编码电路之前还有一级 Scramble 编码电路以减小信号的高频谐波分量及信号失真）；接收端应至少包括解串电路 （Deserializer）、8B/10B 解码电路、CDR 时钟数据恢复电路等。
预加重及去加重在无线音频设备中的应用
预加重及去加重在无线音频设备中的应用邝永辉【摘要】针对在测量车载收放音机电压频率特性参数时,发现采用预加重电路和未采用预加重电路测量时,音频信号较高频率的电压衰减分贝数差别比较大的问题,首先介绍了测量汽车收音机电压频率特性指标所用到的相关测量仪器、测量方案、测量依据标准,其次分别介绍了采用预加重电路和未采用预加重电路时测量得到的电压频率特性结果,最后分析了预加重及去加重理论原理.【期刊名称】《电声技术》【年(卷),期】2012(036)012【总页数】5页(P33-37)【关键词】预加重;去加重;信噪比;电压频率特性;车载收放音机【作者】邝永辉【作者单位】江门市质量计量监督检测所,广东江门529000【正文语种】中文【中图分类】TN912.2调频和调幅是无线信号调制方式中两种常用的方式，调频产生的音频信号一般比调幅的要好，因此大部分无线通信设备都采用调频调制方式。
在调频调制方式中，接收机端的鉴频器主要用于将音频信号从高频载波信号中解调出来。
但是理论证明鉴频器的输出噪声功率谱随频率的二次方而增加，频率越高时，经鉴频器输出的噪声的功率也越大;而另一方面，许多实际的音频信号，例如音乐、语言等，这些音频的功率谱随频率的增加而减小，其大部分能量集中在低频范围内。
以上两个方面的原因将会造成音频信号通过鉴频器时使高频部分的信噪比严重下降。
为了避免这种现象发生，在调频系统应采用预加重和去加重的措施，即首先在噪声引入之前采用适当的预加重网络，人为地提升发射机输入的调制信号的高频分量，然后在接收机鉴频器的输出端，再进行相反的处理，即采用去加重网络把高频分量去加重，恢复原来的信号功率分布。
在去加重过程中，恢复原信号幅度的同时也减小了噪声的高频分量，因此有效地提高了输出信噪比。
笔者在测量车载收放机电压频率特性参数时，发现测量过程中采用预加重电路和未采用预加重电路时测量结果的差别较大，针对这一问题，笔者对实测电压频率特性数据进行了分析比较，并重点介绍了预加重和去加重理论，阐明了预加重和去加重技术在实践应用中的重要性。
预加重与去加重
预加重与去加重语音和图像信号低频段能量大，高频段信号能量明显小；而鉴频器输出噪声的功率谱密度随频率的平方而增加（低频噪声小，高频噪声大），造成信号的低频信噪比很大，而高频信噪比明显不足，使高频传输困难。
调频收发技术中，通常采用预加重和去加重技术来解决这一问题。
预加重(Pre-emphasis)：发送端对输入信号高频分量的提升。
去加重(De-emphasis) ：解调后对高频分量的压低。
很多信号处理都使用这个方法，对高频分量电平提升（预加重）然后记录（调制、传输），播放（解调）时对高频分量衰减（去加重）。
录音带系统中的杜比系统是个典型的例子。
假设信号高频分量为10，经记录后，再播放时，引入的磁带本底噪声为1，那么还原出来信号高频段信躁比为10：1；如果在记录前对信号的高频分量提升，假设提升为20，经记录后再播放时，引入的磁带本底噪声为1，此时依然是10：1的信躁比，但是此时的高频分量是被提升了的，在对高频分量进行衰减的同时，磁带本底噪声也被衰减，如果将信号高频分量衰减还原到原来的10，则本底噪声就会被降低到0.5.常见的杜比B系统对相应的高频段提升10db，杜比C系统提升20db。
杜比C 的降躁效果要好的多。
但是这时对记录用的磁带的高频响应要求就高了。
对应的其它的系统，例如信号传输，则要求更高的传输频带。
DVD视频中也采用了类似的方式，具体的算法和原理忘了，好像类似用4：3的画面扫描线来记录16：9的画面，因为传输过程中的数据帧是按4：3计算的，还原是再对画面做变形处理还原回16：9，这样画面会细腻的多。
理论上已证明，鉴频器的输出噪声功率谱按频率的平方规律增加。
但是，许多实际的消息信号，例如语言、音乐等，它们的功率谱随频率的增加而减小，其大部分能量集中在低频范围内。
这就造成消息信号高频端的信噪比可能降到不能容许的程度。
但是由于消息信号中较高频率分量的能量小，很少有足以产生最大频偏的幅度，因此产生最大频偏的信号幅度多数是由信号的低频分量引起。
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Bathtub曲线
预加重 pre-emphasis
为便于信号的传输,而对某些频谱分量的幅值相对于其他分量的幅值预 先有意予以增强的措施. 信号传输线表现出来的是低通滤波器特性,传输过程中信号的高频成 分衰减大,低频成分衰减小,预加重技术的思想就是在传输新的始端增强信 号的高频成分,以补偿高频分量在传输过程中的过大衰减.信号的高频分量 主要出现在信号的上升沿和下降沿处,预加重技术就是增强信号上升沿和 下降沿的幅度.
目录
高速串行信号LVDC 抖动的分析
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眼图的说明
其它 PCIe信号测试实例
BER
在数字电路系统中，发送端发送出多个比特的数据，由于多种因素 的影响，接收端可能会接收到一些错误的比特（即误码）。错误的比特数 与总的比特数之比称为误码率，即Bit Error Ratio，简称BER。误码率是描述 数字电路系统性能的最重要的参数。是衡量数据在规定时间内数据传输的 精确性的指标。 误比特率=错误比特数/传输总比特数 误码率是最常用的数据通信传输质量指标。它表示传输质量的方式是 “在多少位数据中出现一位差错”。举例来说，如果在一万位数据中出现 一位差错，即误码率为万分之一，即10E-4。 IEEE802.3规定最坏情况的误码率是10E-10。在这种条件下，出现的 误码不会降低网络的性能，因为所有的网络软硬件都按这个要求建立。因 此，这个条件下出现的噪音将不足以改变接收端的比特值，不会造成误码.
如果将被测信号输入示波器，并且当示波器的触发时钟和被 测信号同步时，在示波器上显示的图形很象人的眼睛，因此被 称为眼图。
眼图生成原理
1. 眼图.
眼图生成原理
1. 眼图是一系列数字信号在示波器上累积而显示的图形. 所以,眼图特征是采用统计的方式. 2. 通过示波器内置的硬件时钟恢复进行时钟恢复. 3. 以时钟沿为触发条件捕获数据的各比特位的信息. 4. 以时钟沿为参考将所有的比特位叠加形成眼图.
均衡器
前面介绍的预加重和去加重能很好的补偿信号在传输过程中的损耗， 改善信号质量，但是预加重和去加重技术也存在一些缺陷，比如当线路上存 在串扰时，预加重和去加重会将高频串扰分量放大，增大串扰的危害。为了 弥补预加重和去加重技术的缺陷，后来就出现了均衡技术。 跟预加重和去加重不同，均衡技术在信号的接收端使用，它的特性相当于一 个高通滤波器，
眼图测试的作用
1. 眼图测量既迅速又容易. 2. 提供更深次的诊断信息. 3. 眼图可以显示数字信号的整体品质. 4. 能够进行子系统和组件分析; 5.能够反映链路上传输的所有数字信号的整体 信息. 6.眼高不能太低：会导致数据误判。 7.眼图不能太高：1）导致EMI。2）导致器件 功耗过大
什么是模板
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高速串行信号LVDC 抖动的分析
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眼图的说明
其它 PCIe信号测试实例
什么是抖动
抖动的成因
抖动的组成
随机抖动RJ
确定性抖动DJ
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眼图的说明
其它 PCIe信号测试实例
眼图的形成过程示例
。
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高速串行信号LVDC 抖动的分析
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眼图的说明
其它 PCIe信号测试实例
PCIe信号的测试
测试准备:
16G以上带宽示波器;
TCA_SMA转换头； 高速测试线缆-PCIe；
测试夹具CLB。
测试软件RT-eye
PCIe测试过程
测试步骤:
择Analyze->RT-Eye Compliance and Analysis启动软件，点击Run Wizard进入导航界面；或者选择Measurements->Wizard进入导航界面; Step 1中选择探头类型，使用SMA线缆选择Single-Ended ； Step 2选择信号通道，一般高速串行信号单端连接，选择Ch1和Ch3 ； Step 3选择PCIe信号速率，根据实际选择PCIE:2.5G或5.0G； Step 4选择测试项目，一般默认全选； Step 5选择默认Yes ； Step 6选择默认Yes； Step 7选择测试结果显示图像内容，选择默认全部； 观察示波器捕捉信号，确认正常后，保持示波器Run状态，Mode为
传输信号幅度的变化
一般,当信号幅度减小时,噪音裕度相应也降低,然而,LVDS就不是这种情 况,因为是差分信号,这2根线上共有的噪音将会被抑制掉.这是差分信号的 好处.
LVDS
速度 :信号的转换时间就是你能达到的速度极限.更高的信号摆幅将需花更长 的时间才能完成转换。一个提高速度的办法就是缩短转换时间,但由于噪 音,串扰和功率方面的原因,那是不现实的. 为了提高速度,LVDS通过降低信号摆幅来加快转换过程,更短的转换时间,并不 会增加串扰,EMI和功耗. 一般来说,这减小了噪音裕度,但LVDS利用其差分 传输方式来解决问题,信噪比得到大大提高. 上图中在相同的dv/dt条件下,速度提高了7X以上.
Single Run，点击Start开始测试。
Pcie测试步骤
实测pcie_5G信号结果
USB信号测试结果
谢谢！
去加重 de-emphasis
去加重技术的思想跟预加重技术有点类似，只是实现方法有点不同， 预加重是增加信号上升沿和下降沿处的幅度，其它地方幅度不变；而去加 重是保持信号上升沿和下降沿处的幅度不变，其他地方信号减弱。
去加重补偿后的信号摆渡比预加重补偿后的信号摆幅小，眼图高度低 ，功耗小，EMC辐射小。
1. 眼图.
眼图的说明
眼图已成为信号完整性和兼容性测试的基石之一,对于不同工 业标准的数字传输信号的验证测试和兼容性测试来说,眼图是规 范测量. （1）眼图张开的宽度决定了接收波形可以不受串扰影响而抽样 再生的时间间隔。显然，最佳抽样时刻应选在眼睛张开最大的时 刻。 （2）眼图斜边的斜率表示系统对定时抖动（或误差）的灵敏度 ，斜边越陡，系统对定时抖动越敏感。 （3）眼图左（右）角阴影部分的水平宽度表示信号零点的变化 范围，称为零点失真量，在许多接收设备中，定时信息是由信号 零点位置来提取的，对于这种设备零点失真量很重要。 （4）在取样时刻，阴影区的垂直宽度表示最大信号失真量。 （5）在取样时刻，上、下两阴影区间隔的一半是最小噪声容 限，噪声瞬时值超过它就有可能发生错误判决。
高速信号测试基础知识
李华 2012-7
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高速串行信号LVDC 抖动的分析
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眼图的说明
其它 PCIe信号测试实例
测试内容
.信号完整性测试内容. - 阻抗的测试 - 波形的测试 - 时序的测试 - 电源的测试 - 均衡,预加重 - 误码率BER
.测试能帮我们做什么. - 验证我们的硬件设计是否符合设计要求 - 验证我们的信号质量是否达到设计要求 - 验证仿真结果和实测结果的一致性. - 发现问题 - 区分问题时硬件设计问题还是器件的原因. - 问题是否是布局布线,端接阻抗,走线,串扰等原因.
串行传输的基本框图
1.由硬件上数据线路的减少到速度越来越高. 2. 包含数据和时钟. 3. 电压越来越低. 250--450mv 4. LVDS是由电流驱动,恒定3.5mA. 则 3.5mAX100欧=350mv
串行传输的基本框图
如上图,由Parallel-Serial Converter ;Transmitter ; Recever ; Serial-Parallel 四大部分组成. LVDS : 其低压幅和低电流驱动输出实现了低噪声和低功耗。 LVDS: Low Voltage Differential Singaling
BER
KRONE公司定义 10E-12误码率称为零误码率，零误码率意味着每十万 亿个比特中产生的误码小于1个。
常用规范要求:
1000Base-T网络制定的可接受得最高限度误码率是10E-10;
SAS 可接受的最高限度误码率是10E-12；
PCIe 可接受的最高限度误码率是10E-12； QPI 可接受的最高限度误码率是10E-12。