罗欢 030912117 通信091 变容二极管直接调频电路课程设计

淮海工学院

课程设计报告书

课程名称：通信电子线路课程设计

题目：变容二极管直接调频电路设计

系（院）：通信工程系

学期：2011-2012-1

专业班级：通信091

姓名：罗欢

学号：030912117

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变容二极管直接调频电路设计

一绪论

1.1 摘要

调频信号的基本特点是它的瞬时频率按调制信号规律变化，因而，一种最容易的实现方法是用调制信号直接控制振荡器的振荡频率，使其不失真地反映调制信号的变化规律。通常将这种直接调变振荡器频率的方法称为直接调频法。采用这种方法时，被控的振荡器可以是产生正弦波的LC振荡器和晶体振荡器，也可以是产生非正弦的张弛振荡器。前者产生调频正弦波，后者产生调频非正弦波（例如调频方波，调频三角波），如果需要，通过滤波等方法将调频非正弦波变换为调频正弦波。本电路采用LC振荡器。

1.2 概述

设计一个完整的小功率直接调频发射机系统，直接调频发射系统框图主要由调频振荡器、缓冲隔离器、倍频器、高频功率放大器、调制信号发生器等电路组成。原理图如图1所示。

图1简易系统框图

二电路原理

2.1 LC振荡电路工作原理

电容三点式振荡电路又称考毕兹（Colpitts）电路，基本结构入图2左图所示。图中Cc为耦合电容，Cb为旁路电容，电阻Rb1，Rb2和Re构成分压式偏置，为电路提供直流偏置，Rl为输出负载电阻。电路的交流通路如图3右图所示，如果移去管子，电容C1，C2和电感L为并联谐振回路，构成电路的选频网络。对于一个振荡器，当其负载阻抗及反馈系数已经确定的情况，静态工作点的位置对振荡器的起振以及稳定平衡状态（振幅大小，波形好坏）有着直接的影响。要想起振，首先三极管应该工作在静态工作点。电路应选择合适的静态工作点的位置。

图2 振荡电路

电容三端反馈振荡电路利用电容C1和C2作为分压器，该电路满足相位条件，选取合适时满足振幅起振条件，该电路就可振荡。可得到振荡频率近似为 LC f π21

= （2.1）

式中：C 是振荡回路的总电容。该电路与电感三端反馈振荡电路相比，输出波比较好，波形更接近正弦波。适当地加大电路电容，就可减弱不稳定因素对频率的影响，从而提高电路的稳定度。

2.2变容二极管调频原理

变容二极管调频电路是一种常用的直接调频电路，广泛应用于移动通信和自动频率微调系统。其优点是工作频率高，固有损耗小且线路简单，能获得较大的频偏，其缺点是中心频率稳定度较低。较之中频调制和倍频方法，这种方法的电路简单、性能良好、副波少、维修方便，是一种较先进的频率调制方案。利用二极管的特性直接产生调频波，其原理电路如图4所示。

图3 变容二极管调频电路

变容二极管Cj 通过耦合电容C1并接在LCn 回路的两端，形成振荡回路总电容的一部分。因而，振荡回路的总电容C 为：

j n C C C += （2.2） 振荡频率为：)

(2121

j n C C L LC f +==ππ （2.3） 加在二极管上的反向偏压为：

Q R V V =（直流反偏）Ω+V （调制电压）O V +（高频振荡，可忽略）

变容二极管利用PN 界的结电容制成，在反偏电压作用下呈现一定的结电容（势垒电容），而且这个结电容能灵敏地随着反偏电压在一定范围内变化，其关系曲线称Cj~vr 曲线，如图4所示。

图4特性曲线

2.3 在正弦振荡器中实现直接调频

反馈振荡器的振荡频率是根据振荡环路的相位平衡条件确定的，即πωn o s c T 2)(=ψ。其中)(ωT ψ与电路的主网络以及反馈网络均有关，设法控制主网络的相频特性或者反馈网络的相频特性都有可能达到控制频率的目的。在LC 正弦波振荡器中，)(ωT ψ主要取决于LC 谐振回路，工程上可认为它的振荡频率近似等于回路的固有谐振频率，因此设法控制L 或C 即可。目前应用最广泛的是利用反偏工作的PN 结呈现的势垒电容而构成的变容二极管，它具有工作频率高，固有损耗小和使用方便等优点。实践中利用它的电容-电压特性已达到电压控制的作用。变容管的接入有全部和部分之分，本电路采用全部接入。

2.3.1变容管作为振荡回路总电容的直接调频电路

图5(b)为LC 正弦波振荡器中的谐振回路。图中j C 代表变容管的结电容，它与L 共同构成振荡器的振荡回路，振荡器的振荡频率近似等于回路的谐振频率，即 j

o osc LC 1=≈ωω （2.4) 已知变容管的结电容j C 随外加电压v 变化的变容特性由下式表示

n B j j V v C v C )1()

0()(-= （2.5）式

中，B V 是PN 结的内建电位差，)0(j C 为0=v 是的结电容，n 为变容指数，其值取决于PN 结的工艺结构，在31到6之间。

为了保证变容管在调制信号电压变化范围内保持反偏，必须加反偏工作点电压Q V -，因此，加在变容管上的总电压，)(Ω+-=v V v Q ，且Q V v <Ω，将它代入式 2.5，经整理得 n jQ

j x C C )1(+= （2.6）式

中 B Q n B

Q j jQ V V v x V V C C +=+=Ω,)1()0( （2.7） 其中，jQ C 为变容管在静态工作点上的结电容，x 为归一化的调制信号电压，其值恒小于1.

进一步将（2.6）代入式（2.7），得到振荡角频率osc ω随x （也即Ωv ）变化的关系式为 20)1()()(n

c osc x x x +==ωωω （2.8）式中

jQ

c LC 1=ω （2.9）是0=Ωv 时的振荡角频率，亦即调制信号的载波角频率，其值由Q V 控制。根据osc ω可求得调频波的最大角频偏为 c m m n

ωω2≈

∆ (2.10) 中心角频率偏离c ω的数值为 c c m n n ωω2)12

(81-≈∆ (2.11)中心角频率的相对偏离值为

2)12

(81m n n c c -≈∆ωω (2.12)

2.3.2电路组成 在LC 正弦波振荡器中，构成直接调频电路时，关键是如何接入调变变容管电容量的控制电路，要求控制电路的接入既能有效地将Q V 和Ωv 加到变容管上，又不影响