高速运放

高速OP运算放大器制作(上)
文/丁勇宏(原文刊载於音响技术108期) 快速运算放大器之有别於其他运算放大器，
是除了有好的直流特性，如高开路直流增益、低偏置电流(biascurrent)和低输入偏
离漂移(offsetdrift)之外，还要有特别设计的交流特性而能在高频上工作。

这些放
大器的运用须适当选择增益频宽乘积、转折率、稳定时间和输出电流。

另外还要注意
诸外细节如电源的傍路。

良好的地线安排。

短拉线和最大的潜布电容量等等。

一些使
高速运算放大器能处理处用的特性，会因疏忽的设计者而产生问题。

而不好的设计，
徒然造成一振荡器而非一高速放大器。

不可忽略的运算放大器特性
基本上运算放大器呈现给设计者的吸引力是其闭路特性几乎全由外部元件而定，鲜少
受到本身的限制。

要精确控制增益、偏离、线性处、温度稳定等特性的放大器，只要
使用者选用适当外围被动元件即。

但很不幸地，高速运算放大器并不像一般低频元件
般单纯好用，也因此更须仔细去了解特性∶
开路增益和频宽─参看图１的增益续宽波德图形，快速运算放大器的开路增益须常
高，以减少加算点上的误差。

一些优秀的高速运算放大器约在10的５次方到10的５次方V/V间。

如图所示从直流到折角频率(图示100Hz)间的增益保持平坦，然後随著频率增加而减少，设计良好的放大器其增益是以每十倍频率滑落20dB，这滑落率可保证闭路工作的稳定，同时有最好的稳定时间表现。

增益频率继续滑落而当增益为1时其频率称单增益头率(unitygainfrequency,fT)，宽
频带放大器的fT须愈大愈好，通常有100MHz。

每十倍频率滑落的增益使得增益频宽乘积保持常数，而其值即是该放大器的增益频宽乘积。

大部分高速放大器的平顺滑落常超过fT，因而非理想放大结构，如元件有限频宽或潜布电容影响，在较高频率所形成极点(pole)，其频率若远超过放大器的闭路频宽，则
此外极点对高频性能只会有极小的影响。

转折率─指高速运算放大器再一快速大信号时，输出端最快的变化率，以V/usec表示。

当输出必须对一步进输入(step-input)响应时，转折率限制将造成较长於仅依据
频宽所预测的大信号稳定时间，近代的高速运算放大器其转折率往往超过
1000V/usec。

稳定时间─在伺服理论里，指定当外加一步进信号於伺服中时，其精度达到5%所须的最长时间为稳定时间。

对运算放大器言，精度典号型值则为满度输出的0.1%到0.01% 间，且稳定时间最好定义如下∶「稳定时间为从施加步进信号於放大器起，到输出进
入且保持在最终值的一特定误差带内所须的扫掠时间。

」注意稳定时间必须同时考虑
所矛误差带和步进变化振幅，而几乎所有的特定满度输出都是10V，图2所示为高速运算放大器的标准稳定响应，通常放大器输出先进入转折率限制形态，过激於最终值，
再进入且保持在误差带内一直到最终稳态电平。

(拂掠时间须自步进输入的瞬间，t=0
起就算，有些玩规格游戏的厂商在量时，放大器的转折时间并未矛计入。

)
仅依赖频宽和转折率规格是无法预知放大器的稳定时间的，这是须经过实测且与设计
一致所得的参数。

可预期的是那些特别设计以快速稳定时间的放大器，根频宽和考虑
转折率来求得稳定时间，其他的放大器则无法预期。

低输出阻抗和高输出电流─高速运算放大器几乎都设计的有低输出阻抗和相当的高输
出电流。

低输出阻抗可以在驱动电容性负载时保持放大器的稳定，而高输出电流
(200mA到100mA)则可供同时高速驱动电容性负载［I=(Ccv/dt)］和相当的低数值回授
电阻与负载电阻。

(良好的高频设计必须保持所有的阻抗愈低愈好，用意在去除潜布
电容或寄生电容等所引起的相位移。

)
为什麽输入动态范围很重要？
图3所示为高速运算放大器用作反转增益为2的放大器简图，用以说明一重要的元件特性，输入是10Mhz、10Vp-p的正弦波信号；输出是20Vp-p的倒相正弦。

假设这放大器的波德国形就是图1所示，则10MHz的开路频宽为10，故以-20Vp-p的输出言，该运算放大器加算加上便有2Vp-p的电压。

这已是相当大的信号，而事实上大部分的泛用运
算放大器根本无法不失真、无抑制或不切削的处理如此高的电平。

也因此，高速运算
放大器一定要有大的输入动态范围；换言之，也就是当直接施加一相当高的峰值电压
於放大器输入端时绝不致使输出受到转折率限制或是扭曲。

高速运算放大器的输入动
态范围其计算法如下文框内所示∶
IDR是SR和GB的函数
高速运算放大器的输入动态范围(inputdynamicrangeIDR)与转折率(可推算为全必v频
率)和增益频宽乘积有关。

假设输出全必v频率於最大振幅(即最大、最快和不失真的
可能输出)下，计算其开路增益，最後将这些数值代入下式∶
IDR=(Vp-p*FPF)/GB
式中Vp-p为峰对峰电压值，FPF表全必v频率，GB=单增益频率。

若全必v频率未知，则可改用下式∶
IDR=Vp-p*SR/(20GB)；SR=转折率
例∶後文中放大器的输入动能范围为若干？
IDR=(20*16MHz)/130MHz=2.46Vp-p=+-1.23Vp
的输入范围内，此运算放大器无转折率限制。

当之无楫漱竣擎t运算放大器
在1960年代的模组式运算放大器，其稳定时间对0.01%精度为1usec而很快地为12位元资料收集系统所广用。

1970年代初期特快模组上市，这些夸称有更快的稳定时间，其
有100MHz的增益频宽乘积和1000V/usec的转折率。

70年代末期，混成式元件也达到此一特性水平，如下表所示∶
AM-50特性表
了解一运算放大器的输入动能范围可有助於避免转折率限制问题的发生，和有最好的
运用。

例如图4所示为单增益反转放大器，设该元件的输入动态范围为+-1.23(如方框
内计算)，则该电路可再生-4.92步进输入为-4.92输出且无转折率限制。

(注意其4.92
步进输入反映在加算点上已被除以2，这是由二等值电阻所致。

)
进一步认识输入动态范围的重要性後，也就知道当运算放大器在其输入放大器在其输
入动态范围内时，输出的变动率是输入电压的直接比。

因此输出能以与小电压相同的
转变时间做大电压转变。

更明白地说，同样的上升或下降时间能有更大的电压变。

图
5所为一快速运算放大器的三个步进输出，1和2有相同的上升时间是因为都在输入动
态范围内，末受到转折率制。

输出则因已超出输入动态范围，所以有了转折率限制，
它须花相当长时间才到达最终值。

尤有甚者，波形也出现了一些过激，这即是受到转
折率限制状况下所共有的问题。

(在装好由乐音堂所购加强型超低TIM放大器後，测试
中发现当方波输入约达0.5Vp时，其输出端前缘即会有过激现象产生，以如此优秀的
放大器尚且仅具1Vp-p的IDR，更何况一般呢？)
设计一个既有好的直流特性，又有好的输入动态范围和能免於转折率限制响应的运算
放大器输入级是非常琐碎的。

较简单的做法是用一个双极性低漂移性能的运算放大器
和一个前授设计具优秀输入动态范围的FET组合起来(如图6，此外在102期P.118的实
用电路精粹亦有二例)，而有非常宽的频带、高转折率和快速稳定时间，同时又有极
高的开路增益和非常低的输入偏离电压温度漂移(典型值1uV/C)。

从频宽的选择开始─当须要选用高速运算放大器时，应先决定所要的频宽，最小闭路
频宽是由运算放大器的增益频宽乘积和所用杂音增益决定。

杂音增益(NoiseGain)是
杂音电压或其他串在一放大器输入端的信号的闭路增益(图7)。

将杂音增益画在运算放大器的波德图形上可决定负3分贝的闭路频宽。

参看图8其闭路
增益是99，所得杂音增益是(1+a)即100，以所示100MHz频宽的放大器可得1MHz的负3 分贝闭路频宽。

(注意常见的单增益反转放大器其杂音增益为2；以上例言仅得50MHz
的闭路频宽而非100MHz。

)
单极点简化响应计算
若运算放大器具一纯粹单极点响应，则可依下式计算其闭路的步进响应∶
Eout=aEin(1-e/T(1+a)
输出误差为∶=e/T(1+a)
从後式可依各精度求出稳定时间，简化的计算使用时间常数=(a+1)/2fT；为闭路增
益。

以图8为例，时间常数=159nS。

图9所示为单极点响应至已知差所需的时间常数，以图8的放大器而言，精度0.01%需9 个时间常数或1.44usec的稳定时间。

以相同放大器(GB=100MHZ)做单增益反转放大
时，其闭路频宽为50MHz，得=3.2nsec，精度0.01%所需稳定时间只要28.8nsec。

应用理想单点响应无转折率限制条件，求取稳定时间是个有效的方法，最糟糕情况下
也可得到稳定时间的近似值，而且当杂音增益愈高就愈接近。

若是特别设计为快速稳
定时间的运算放大器，再将所估计转折至最终值的额外时间加到所算出来的稳定时
间，可使结果更为准确。

┅但常发生的复极点
有时候运算放大器并不纯属单极点系统，如图10所示三个典型情况会加上第二个极
点。

C1代表放大器的输入电容加上加算点到地级间的潜布电容，和输出电容驱动运算
放大器的等效。

C1和R及aR在S平面上实轴的-aAC1/(a+1)处造成一极点，放大器的有限输出电阻Ro和负载电阻RL又和负载电容CL在-RoRLCL/(Ro+RL)处造成另一极点。

至於运算放大器如前面所叙本身若在高频有个外极点，则会加上第三个极点。

一般而言，这些极点中有一个会占优势，也就是较靠近放大器单增益频率的一个，这
个优势极点当然会使原来的一阶系统转变为二阶，而且带来复杂变化的极点群而告成
铃振。

当发生铃振时，放大器便须要用回授电容来做补偿图10。

观察步进响应试验时选用适
当的调整电容，便可消除铃振。

通常所要的阻尼率(dampingratio)是1，可是在一些
实际应用上有稍微的过激可能更好。

计算显示当第二个极点是运算放大器闭路频宽的至少四倍以上时，阻尼率将等於或超
过1，而且没有过激。

既然外极点的频率能很快的概算，便可以这个关系来预知电路
的铃振情形。

一般情况下因输入电容C1引起第二极点时，补偿电容C2最好先从C2=C1/a的数值开始，再看需要加上适量的C'2以达到1的阻尼率。

(虽然另外的两个可能外极点不占优
势，但仍可能增加放大器额外的相位滞後。

这种可能性，解释了何以通常须要较大值
的C2才能达到所须要的补偿。

)
成孕u是兼顾每一个设计要诀
在高速运算放大器的使用上有六个简短但很重要的建议是∶
１．所有的引线，尤其对加算点须尽量的短。

同时尽一切可能，保持加算
点上的潜布电容绝对的小。

２．将信号地线和电源地线分开，只在共地点上相接。

３．若信号源或负载必须远离运算放大器时，选用适当的同轴电缆和接端
以获得最好响应。

４．印刷电路板设计时加入接地面铜箔，以获得最好特性。

５．考虑输入源驱动能力和放大器的输出驱动能力，选择最低数值的输入和回授电
阻，通常使用的输入电阻数值在500欧姆到1000欧姆间。

５．使用优秀的电源傍路电容，并且将它们直接接在放大器的电源接脚上。

最好能用钽质电容器并联陶瓷电容器。

高速运算放大器的试作因手头上没有Datel的AM-500进一步资料，且其仅作为反
转放大专用；增益从-1到-10，而其输入电阻低至500欧姆，信源驱动能力便显得相当
重要和受条件限制，所以试作是以NS的LH0032为主，取其泛用和厂方资料手册的详尽。

初资接触LH0032在1981年十月出版的日文杂第一篇特集上，题为「新时代运算放大
器─高速广带域运算放大器」，图文并茂有相当当仔细的论析，甚至次还有张实体解
剖的照片，而询问宏公司的答覆是无法提供少量样品做个人测试和研究，於是在一
次和乐音堂吕先生闲谈中，决定乾脆用晶体砌它几个。

且约略估算成本并不比其在日
上售价6,500高，於是便收集资料开始制作、实验和做了些变动，并将一些心得提出
和音技读者共享，希望读者朋友来信指教和讨论。

图11是LH0032电路图，括号内即日本人所做实测值，先分析直流情形。

初级是单晶片
配对的FET取其线性和输入动态范围最好(双极性电晶体的输入电压转移为指数型，故
很难在没有一点回授即开路的情形下得到绝佳回路特性)，工作电流每边3mA，由
R4.R9和Q8.Q9提供，类似MclintoshMC2500输入级结构，因Q9工作电必v小而有不错的特性。

极负载电阻上压降1.5V，次级差动对的射极电阻80欧姆使这级每边有5mA的
工作电流，输出经Q5和Q6串叠，Q10和Q16做电流镜负载，才以Q11和Q12组成的射极随
耦缓冲级输出，其静态电流以Q7和R5.R6偏置在1mA，以能克服交越失真同时具最低热损耗。

再分析交流情形∶初级增益Av(1ststage)=gmRL=1.4；在此，gm=3.5mmho,RL=R1//
(B3+1)(re3+2R3)。

次级是串叠结构，因Q3和Q4集射极间电压恒定维持於单一二极体
压降，故极间电容的米勒效应可说是没有。

音技61期的Marsh先生在他的被动式唱头
等化放大器(即PRO-218)中此级用恒流源，梁副总在93期61页分析谓减少米勒效应影响，但也使得电压利用上有相当的损失，以供电Vs=+-24V仅得输出V o=12V，且缓冲级
的热损耗也大大增加。

或钗]此可获得输出级晶体VCE变动对输出的调变一些抑制改
善，但也见仁见智。

次级增益Av(2ndstage)=gm4*Req=1400；在此gm4=
(5mA/0.026V),Req=(1/hob6)//(1/hob10)//(B11+1)(RL)。

所以能有如此高的增益可
说全拜Q10和Q16电流镜的高主动负载电阻所赐，想到103期的K平坦放大器里，王先生从电流镜射极电阻取输出，应是获得输入晶体稍低的供电电压，但这种高增益特性便
完全失去了。

最後再看看射极随耦缓冲输出级，何以次级每边要用到5mA之钜的工作电流，而在此
仅用1mA做静态电流？参考手册上的资料其SR<=1000V/usec,显然输出变动的边际即为1000/usec，Q11和Q12的基集极间有若干的极间电容量Ccb必仰赖次级的驱动，以
250mAIcmax的电晶体而言(日本实剖报告中，所有PNP和NPN的晶片都是相同外观，故以其绝对定额做为输出电流判断)，Ccb约在1pF到5pF间，原厂显然控制其在2.5pF以下，才能保证有SR<=(5mA/2*Ccb)=(5mA/5pF)=1000V/usec的特性。

试作时Q11和Q12选用JAN2N2219A/JAN2N2905A时，因其Ccb约为8pF，果然输出的变动便受此限制，不怪分析MarkLevinsonJC-3时，EQ的初、次级和平坦的初.次级用了15mA/3.5mA和
15mA/25mA的工作电流，回异次一级数百uA者；(JC-3的EQ其
SR<=15mA/220pF=68V/usec，尚有缓冲级的Ccd也需靠3.5mA的次级电流驱动)，而造成当时与众不同的优越性能。

读者若有兴趣，不妨就速度方面试分析一下往常的制作，
验证一番。

有好的线路结构，也要有适当的工作点才能红花绿叶，相得益彰。

再说
1mA的静态电流是因为已足够消除交越失真，而再大的电流除了对IC会造成额外的温
升使Warmup到稳定的时间相并加长外，同时对有限的必v逸散上，相对限制了若干对
负载的驱动能力。

据手册资料的Note看来，其测量时间为供电後7分钟，而其前分钟
输出入的直流特性尚且颇有变动。

以薄膜科技制成的IC尚且如此，也难怪Marsh先生
说他决定他的前级放大器终日开著。

读者制作过PRO-218N後，一定会有深切体会。

再看看杂音∶杂音电压的产生原因是由电子随机运动(randommotion)所导致的热作用(themalaction)。

一个导体的电阻愈高则所产生的杂音电压也愈高，这是因电阻愈
高，热量和热骚动愈高。

对真空管和电晶体等，常用等效杂音电阻来表示杂音状况。

等效杂音电阻愈低则元件
内固有的杂音就愈低。

以JFET而言，其杂音电阻Req为互导率gfs的倒数。

而其杂音发生的三种来源是１、闸极漏电电流散乱杂音(shotnoise)，VDS愈高则杂音愈高２、载
体扰动的热杂音(thermalnoise)，ID愈大则杂音愈高３、低频率杂音(Lowfrequencynoise)，与制造技术有关。

在杂音曲线中的平坦部分是热杂音。

高频
部分每八度音程杂音因素(noisefactor)上升6分贝，是因元件的必v增益依频率的平
方成反比而下降，虽然杂音强度不变，但相对使杂音因素上升。

低频率杂音亦即
(1/f)杂音力故以每八度音程上升3分贝。

在电路应用上除杂音外，还须考虑输入动态范围、增益和频宽，甚且後级负载状况来
决定所须元件和工作电流。

当以2SK146、2SK151、2SK170、2N3954A甚至於AD841等试作时，均可发现杂音是由等效杂音电阻所直接反映，故读者执著於工作电流若干时杂
音最小，不如选用等效杂音电阻最低的元件即可。

晶体手册上的资料固可判断不同品
种间的差异，同种元件就必须逐一测量才有办法。

另外，MOSFET的等效杂音电阻Req= (0.67/gfs)，更优於，不妨试试。

［注意实用电路上，讯源阻值加上输出端和回授端
接地并联阻值计入热杂音，尚有电压杂音和电流杂音才成为总杂音Ene=2n+4KT
(Rs+Rf//Rf)+i2n(Rs+Rf//Rf.)Nv/Hz，而频段杂音（Broadbandnoise）=eN频段
uVrms］。

雏形机以100dB增（1M/10=100dB），输出空置观察输出端得相当於的等效
输入杂音电压，换算得5.5nV/Hz，相当优秀。

若输出不经等化（经RIAA等化因高频增
益减少，总杂音也减少）设输入端为纯电阻600则杂音eN=4KTRB=40.6K=3.1nV/Hz，总杂音约为（3.1+（5.5）+(1.6)=6.5nVrms，频段设为20KHz则得6.520k=0.92uVrms
，以未经RIAA等化，此讯噪比［（5mV/0.92uV）=94dB］可说极优秀；若以平坦放
大的电平100mV而言，讯噪比大於100dB；但以动圈唱头放大而言，（0.2mV/0.92uV）
仅得约46dB之谱。

(实际真实状况分析须以频段逐步计算，极为繁杂，请参看NS的AUDIO/RADIO手册附录5。

)。

待续
高速OP运算放大器试作(下)
文/丁勇宏(原文刊载於音响技术109期) 初次试作采用万用板，零件的排列走线颇了
一番奶A完成後通电测试时发现输出端漂移的很厉害，真可谓风吹草动就来个鸡飞
狗跳。

虽然电路工作点因迁就手头所有零件而做了变动，但所用单晶片配对FET是
AD841，其温度特性匹配最大漂移系数不到10Uv/度，且用手触摸外壳并不影响输出漂移，臭虫在那里？第二级全AD810和AD820换过後，发现仅剩下暖机时的不稳定，原来臭虫在此。

经思索并实验证明是因Q3.Q4和Q10.Q16互相的热平衡所影响，即如Marsh 先生在此仍用复合管，此级增益又大，真是牵一发而动全身，一定得克服。

又实验步
进输入响度时发现若照Massh先生在Q3集极到电流镜间加入电阻，平衡Q3.Q4间热梯度(Q5和Q6未接)却使下降转折率减慢与上升转折不一致。

用扫描信号输入，只见输出好
像随频率增加而向正端漂移，难怪「放大器SID详论」文中强调转折率对称的重要
性。

当输入以音乐暂态不对称信号时岂不正造新信号─失真？也因此LH0032在这里不
用这电阻，注意它有和Q5.Q6可使Q3和Q4平衡，218N不能。

再就是Q10和Q16也得设法
使它们热梯度一致。

Q16的VCE只有0.6V，而Q10的VCE差不多有15V，要平衡又不可能
用电阻，只好也来个串叠，在Q10上加个晶体。

翻齿U厂线性IC手册可见诸如LH-0044 或LM-11或OP-06等低电平或高精度放大器中，在在可以看到串叠的影子，相信这不仅
是改善了交流特性，直流方面的优异表现也是亟所追求的。

为了克服漂移这个分离式放大器的克星，原来的电流镜可变动为威尔逊电流镜。

其输
出入电流的误差极少，以单晶结构可由於各个电晶体间的VBE及hFE值的正确配合，与特性相近的优点及对温皮漂移的匹配而获得佳结果(如德州仪器便有此系列的TL010电
流镜得专用IC)，但是做成分离式仍有瑕疵，症结还是热梯度的平衡问题。

可从电压
差看出，温度漂移匹配晶对之间仍有近似於两倍的必v损耗。

而以串叠改成图12(b)时
温度漂移匹配晶对的电压差使可以由外加的VZD控制完全一致，所以考虑用分离元件
试作，还是选择了後者。

不过若读者能买到德仪的TL011，是大可以将之代入此处。

至於输入级，虽然串叠很显然可以由FET的降低而使偏离漂和杂音减少，实际上负载
对VDS的影响只有约+_25mV的变动(如104期所论，亦可以由示波器看出个梗概)，除了做MC唱头放大器而要求更低的杂音特性(当然此时等效输入杂音受到元件的杂音因素
影响，还必须选用极低噪音管或予多对并联使用)，或使用高压供电等之外，在静止
空气中，如整体封装成模组或是装在机壳里的特性，应该是很可以接受的。

考虑及此
加上输入级的放大度并不大，故未予变动。

频宽的选择对此结构而言，由於NS资料手册上记载得很详细而可以说非常富弹性。

在
过去往往忽略必v频宽而只注意到小信号频宽，自从SID被动视後才发现接上负载後的
放大器驱动能力才是问题的所在。

因此正弦波信号的最大转折发生在零轴交点处，即
V o=VpSin2f，微分後(dvo/dt)t=0=2fVp得∶SR=2fmaxVp,或fmax=(SR/2Vp)。

所以根
据所要输出峰值电压Vp和最大必v频宽FPFmax或fmax就可以求得最低限转折率。

对LH0032(大部分亦然)放大器来说，输折率就是初级对信号变化的响应能力。

因Q3和Q4
串叠放大级的无米勒效应，故可以很理性地获得SR=(3Ma/Cc)，Cc表2.3脚的补偿电容便可以获得所要转折率和频宽。

又因交流分析知第二级放大率当受缓冲级晶体的hFE
参数影响(可做高增益回路实验，变动负载看出变化)，故若须更高开路增益和负载驱
动能力，缓冲级便有改变的必要。

同时为了避免在频宽─增益曲线上造成由各种非理
想化放大器导致的不当优势极点，对第二级还是要根据所须增益和频宽做限制补偿。

可参照手册中附图各种补偿和单增益补偿看出。

另一方面，因元件必v增益恶化导致
的杂音因素增加，其杂音也须除去，由实验中看出，ｃc补偿电容值在10pF左右时最
具边际效应。

变动後的电路见图14，是个可让较苛求读者和电料行老板都眉开眼笑的电路，因它不
必非用单晶片配对电晶体不可，而多用了几颗电晶体补偿。

希望读者不会再认为电路
上没有补偿电容的使用而仍能稳定工作点便是低TIM，(人云亦云不足取，要能像唐主
编鼓励洪先生短路ESS-500输出端的求证精神和做法才是大快人心)另外，还得要考虑
寄生电容和潜布电容这些看不到的东西，其对电路的影响而从频宽、输入动态范围和
对负载驱动能力甚至於实用性著手，才能真正获得低失真。

无TMD的放大器。

所有的工作点可参考LH0032或自行依所须频宽和杂音而变动，甚至於输出缓冲级改用最高级的LH0063型式，做极高速运算放大器。

注意原来第二级也有本身的工作频率限初，也需变动，但已面目全非不拟再讨论。

有兴趣的读者可参醋H0024、JC-2平坦级
和LH0063自行组合运用。

设计PC板时先将所用零件插在万用板上，极易一一排列组合，为了想密封做成模组桦胶热隔离，而排成正方形最密集且占最小空间。

决定了走线图再用透明胶片一面移贴
胶点，另一面走线，几番折腾做了雏型机，其成果的确不凡，频宽轻易就超过1MHz而杂音依然不错，体积小易於组合运用而不怕小机箱。

这样的结果固然因本身原就是属
於仪器等级，而且大改往昔之速度不足缺点，比诸MarkLe_vinson等顶级机不应逊
色，朋友，有兴趣大家一起来。

在全部实验阶段里，参考资料手册说明和技术文中应证，做单增益补偿的随耦器时，
特性反而变差(正如同所有外部补偿运算放大器然)，是因原来开路频宽曲线非呈纯十
倍频率增益滑落20dB的单极点系统，致使相位不足而易使输出有铃振甚至振荡的现
像。

最好的随耦器是射极随耦形态，故NS也另有生产如LH0033.LH0063等单增益随耦器面市，只是价钱不斐，台币也要好几千。

附上LH-0063电路图如图15供读者参考，
它的转折率有6000V/usec。

如果要就运算放大器做单增益随耦器应用时，要如何改进以获得快速稳定的响应呢？
参考NS的LB-42(或参考开发书局的积体运算放大器原理及各型运用一书P.273)，节译如下，希望对拥有LF357的读者能有更多的应用。

有钗h运算放大器用做单增益随耦器时(亦即对反相输入端做全回授)，驱动高电容负
载会呈现极重铃振甚至振荡的结果。

比方说LM110随耦器可正常地驱动50pF的负载电容，但因开路输出阻抗的滞後现像而无法驱动大到500pF的负载电容。

若形成滞後的
频率与该放大器增益频宽乘积相近，且相位边际(PhaseMargin)减到零时便会振荡。

虽然这问题的解决方法尚未普遍被知道，图16的一般问题分析也差不多有效。

已知增
加运算放大器回授网路的杂音增益，可改进对电容负载的容忍力，图16中使R2=Rf/10 即可做到(串入当电容C2可防止直流杂音增益同时增加，避免直流偏离、漂移和精度
的恶化)。

若运算放大器的增益频宽乘积为1MHz,R1=Rf的闭路频宽为500KHz。

增加的R2=(Rf/10) 将闭路频宽降为(1M/(10+1)=90KHｚ，放大器便能容忍更大的负载电容。