讲义Flyback电路原理

开始
很高兴有这么一个机会，和大家一起学习和讨论Flaback电路的原理。

今天介绍的内容中，公式比较多，有些枯燥；但是经过理论推导，期望能让大家对于Flyback电路的“工作原理，伏秒平衡定律，以及C.C.M.和D.C.M两种工作模式”等内容的理解，能更加透彻些。

Flyback转换器原理主要内容：
一、 Flyback电路简述
二、 Buck-Boost转换器原理
三、 Flyback转换器原理
四、 Flyback电路改进版本介绍
附录：
I Flyback变压器设计
II Flyback电路的EMI分析
序言
Flyback转换器应用相当广泛，其原因有：
从电路的角度看，Flyback电路有最少元件的特性；
从设计的角度看，Flyback电路有简单高可靠度的特点；
从经济的角度看，Flyback电路成本最低，醉适合一般小功率的电源使用。

在实际的应用中，用在接市电的低瓦数电源，多半用Flyback电路来实现，例如：30-40W的笔记本电脑，
70-80W的个人电脑，
40-50W的传真机与影像扫描机，
20W以下的Adapter（适配器）……
未来的电子产品讲究轻薄短小又省电，所以Flyback电路会更风行。

Flyback转换器电路是由Buck-Boost电路，利用磁性元件耦合的功能衍生而来，所以要探讨Flyback电路，必须先从Buck-Boost电路开始。

一、Flyback电路简介
（一）Flyback电路架构
Flyback变换器，俗称单端反激式DC－DC变换器，又称为返驰式(Flyback)转换器，或"Buck-Boost"转换器，因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量，因此得名.
Flyback变换器是在主开关管导通期间，电路只储存而不传递能量；在主开关管关断期间，才向负载传递能量的一种电路架构。

（1）Flyback变换器理论模型如图。

（2）实际电路结构
根据Flyback变压器的同名端绕制方式，有下面两种形式，这两个电路实质上是一样的。

当然，Flyback电路还有其他衍生形式（见附录I）。

（二）Flyback变换器优点
（1）电路简单，能高效提供多路直流输出，因此适合多组输出的要求。

（2）转换效率高，损失小。

（3）匝数比值较小。

（4）输入电压在很大的范围内波动时，仍可有较稳定的输出，目前已可实现交流输入在 85～265V 间，无需切换而达到稳定输出的要求。

（三）Flyback变换器缺点
（1）输出电压中存在较大的纹波，负载调整精度不高，因此输出功率受到限制,通常应用于150W 以下。

（2）转换变压器在电流连续(C.C.M.)模式下工作时，有较大的直流分量，易导致磁芯饱和，所以必须在磁路中加入气隙，从而造成变压器体积变大。

（3）变压器有直流电流成份，且同时会工作于C.C.M./D.C.M.两种模式，故变压器在设计时较困难，反复调整次数较顺向式多，迭代过程较复杂。

二、Buck－Boost转换器工作原理
所有的导出型转换器都保留其基本转换器的特性；要了解Flyback转换器，要从其基本转换器Buck－Boost电路开始。

（一）Buck－Boost电路组成
Buck－Boost电路由一个开关晶体管，一个功率二极管，一个储能电感和一个输出电容组成，见图1。

图1 Buck－Boost电路结构
（二）电路特性
（1）输出电压为负电压
（2）输出电压的大小可高于或低于输入电压
（3）输入端与输出端的电流波形都是脉波形式。

（三）工作原理
为方便理解电路工作原理，先介绍一下楞次定律。

楞次定律：电感总是“阻碍外电路通过电感的磁通（电流）的变化”，即：
外电路通过电感的磁通1φ（电流1i ）增大，电感将产生与1φ（电流1i ）反向的磁通2φ（电流2i ），阻碍外电路磁通1φ（电流1i ）的增大；
外电路通过电感的1φ（电流1i ）减小，电感将产生与1φ（电流1i ）同向的磁通2φ（电流2i ），阻碍外电路1φ（电流1i ）减小的减小。

以下就Buck －Boost 稳态电路的工作作一个简要说明。

假设一个周期的开始时间为：开关晶体管Q1导通时（Turned On 或Closed ）。

此时输入电压完全跨在电感之上，电感的电流将成线性增加。

由棱次定律，“外电路通过电感的电流1i 增大，电感将产生与1i 反向的电流2i ，阻碍外电路电流1i 的增大”。

外电路电流1i （主要是主电路电流）从同名端流出，原边的同名端为负，异名端为正，所以电感电压1V 为“+”，电感所存储的能量因此逐渐增加；变压器副边的同名端为负，异名端为正，所以功率二极管反偏，负载所需的能量完全由输出电容提供，此时电容的电压会有些降低（要看电容的大小）。

当开关晶体的控制信号（电压或电流），使开关晶体Q1不导通时（Turned Off 或Opened ），此时外电路通过电感的电流1i 急剧减小（几乎为零），由楞次定律，“电感将产生与磁通1φ（电流1i ）同向的磁通2φ（电流2i ），阻碍外电路1φ（电流1i ）的减小”；外电路电流1i （主要是电感电流），从同名端流出，原边的同名端为正，异名端为负，所以电感电压1V 为“-”，变压器副边的同名端为正，异名端为负，所以功率二极管正偏，变压器副边电压大小恰等于输出电压。

通过二极体的电感电流将线性减少，除了提供给负载外，还给输出电容充电（输出电容的电压会增高些），这个情形将持续到下一个周期开始为止。

开关晶体导通的时间占整个周期的比率，称为工作周期（Duty Cycle ，简称为D ），D 越大，表示电感充能的时间越长，依照“伏－秒平衡”原理（后面介绍），输出电压一定越高。

（四）公式推导
以下公式推导时作如下假设：
1）开关晶体与二极管均为理想元件，也就是导通时呈短路，不导通时呈断
路。

2）电感不会饱和，且电感值为不变的常数，也就是B －H 曲线为线性，且铜
损/铁损忽略不计。

3）电感与输出电容构成的等效滤波器，可以有效的将输出电压滤成纹波很
小的直流电压。

或者说，电感与输出电容构成低通滤波器的角频率远低于切换频率。

1． 连续导通模式（C.C.M ）公式推导
（1）在开关晶体ON 的时间， ①s DT t
≤≤0
I L V t v =)
( （2.1）
ττd v L i t i t
L L L ⎰+=0
)(1)0()(
L
t
V i I L +
=)0( （2.2）
②在s DT t
=时，
L
DT V i DT i s
I L s L +
=)0()( （2.3）
（2）当开关晶体被OFF 时， ①s s
T t DT ≤≤，二级管顺偏导通，所以
O L V t v -=)( （2.4）
ττd v L DT i t i t
DT L s L L
s
⎰+=)(1)()(
L
DT t V DT i s O s L )
()(--= （2.5）
②当s T t
=时，
L
T D V DT i T i s
O s L s L )1()()(--
= （2.6）
在稳态操作情况下，)()
0(s L L T i i =，将（2.3）代入（2.6）得
L
T D V L DT V i T i s
O s I L s L )1()0()(--
+= （2.7）
也就是
s O s I T D V DT V )1(-= （2.8） （2.8）就是所谓的“伏－秒平衡” 定律。

电感的电压，对时间积分一个周期，结果为零，如此才可确保电感器不会饱和。

由（2.8），可得输出与输入电压关系式：
D D V V M I O -==1，
当工作周期D 小于0.5时，输出电压小于输入电压；
当D 大于0.5时，输出电压大于输入电压。

（3）电路波形
输入端的电流波形，即开关晶体的电流为脉波形状，实际应用中，必须加入滤波器（C或LC）才不会影响其他系统；二极管的电流也是脉波型，所以通过输出电容的纹波电流较大，所以使用的电容也需大，而且对等效串联电阻ESR的要求也比较严格。

备注：
ESR:是指在AC或DC下的串联等效阻抗（Equivalent Series Resistance）ESL：在AC下的串联等效低电感（Equivalent Series Inductance）。

ESR与频率关系：电解电容的ESR会随着使用频率的上升而下降。

厂商标称的ESR是在一定工作频率（120Hz,1KHz,100KHz）下的ESR，见下表：
2. 不连续导通模式（D.C.M ）公式推导
以上所推导的公式是在连续导通模式（Continuous －Conduction －Mode ，C.C.M ）下操作的Buck-Boost 电路，也就是电感的电流恒高于零。

它的物理意义是，电感的能量在s T D )1( 的期间并未完全释放。

从图上显示，如
果输入与输出电压不变，电感与电容值也固定的情形下，负载电流与电感的平均电流成正比，当负载电流逐渐减小时，电感的平均电流也会逐渐降低，低到电感在某一时段的瞬时电流为零。

此时我们称转换器即将进入不连续导通模式
（Discontinuous －Conduction －Mode ，D.C.M ）操作。

也就是说，电感的能量在充放之间，会将能量完全的释出。

其实影响C.C.M./D.C.M.的因素不只是负载电流，以一个输出电压固定的稳压电路为例，切换频率，电感大小，输入电压与负载电流，都会影响转换器的操作模式，前两者在设计阶段制定，后两者才是实际应用上主要的影响因素。

于是
C.C.M./
D.C.M.存在一个以输入电压与负载电流的边界线，在边界上，恰好是电感电流碰到零的操作点。

（边界线将在后面讲述）
在D.C.M.的工作模式下，转换器有着与C.C.M.不同的特性，一般将一个工作周期分成三个部分：
s T D 1--开关晶体导通期间
T D 2--开关晶体被OFF ，且电感电流大于零期间
s T D 3--开关晶体被OFF ，且电感电流等于零期间。

（1）在0到s T D 1期间，即开关晶体导通期间，电感上依旧跨着输入电压，电感的电流也是线性上升，只不过是从零点上升。

①在开关晶体ON 期间，即s T D t 10≤≤，
I L V t v =)( （2.10） ττd v L i t i t
L L L ⎰+=0)(1)0()(
L t
V I =
（2.11） ②在s T D t 1=时，
L T D V T D i s
I s L 11)(=
（2.12） （2）当开关晶体被OFF ，且电感电流大于零时，
①s s T D D t T D )(211+≤≤，二级体顺偏，
O L V t v -=)(
（2.13） τ
τd v L T D i t i t
T D L s L L s ⎰+=1)(1)()(1
L T D t V T D i s O s L )
()(11--=
（2.14） ②当s T D D t )(21+=时，
0)(])[(2121=-=+L
T D V T D i T D D i s O s L s L （2.15） （3）由（2.14）可以看出，电感的电流以一个斜率下降，当电流降到零时，二极体不再导通，负载所需的能量不再由电感提供，将由输出电容负担。

这时电感电流为零，电感的电压也为零，我们称此转换器已工作在s T D 3期间， 2131D D D --=。

①T t T D D s ≤≤+)(21期间，
0)(=t v L （2.16） 0)(=t i L （2.17） 由2.12与2.15可得，
s O s I T D V T D V 21= （2.18） （2.18）依旧是磁性元件“伏－秒平衡”式子，如果由负载电流的角度（负载电流连续期间）来看，其大小恰等于通过二极体电流的平均值，也就是
R
V I O O =21)(21D T D i s L =，(面积公式) 由（2.15）可得
L
T D V T D i s O s L 21)(=，所以 L T D V I s O O 222= （2.19）
其中R 为负载电阻值，将（2.18）化简，得到2D 得关系式，
L s RT L D τ==22 （2.20）
代入（2.18）得，
L I O M D V V D τ==21 （2.21）
由以上得推导得知，在D.C.M.工作的时候，工作周期1D 与负载的轻重有关
（2.20），这个现象与C.C.M.是不同的。

从以上分析推论知（2.21）：输入电压低，切换频率高，电感大，负载电流大都有将转换器推向C.C.M.的趋势，这从公式推导和电路物理意义，都容易得到。

现在如果将切换频率s T ，电感值L 与输出电压O V 固定，则可以得到一条代表
C.C.M.与
D.C.M.的边界曲线公式：
由（2.21）得,1
2O I V V D D =O I I V V V D D D +=+122， 2212222)()(O I I V V V D D D D +=+=
代入（2.19），得
2222O I I s O O V V V L T V I += （2.22）
这条曲线在设计转换器与分析转换器的工作范围都很重要，设计就是依此曲线设计。

（4）电路曲线
三、Flyback 转换器工作原理
Flyback 不同于Buck-Boost 的地方，仅在于将电感器衍生成一个“耦合电感”，也就是俗称的“变压器”，但不同于一般变压器，耦合电感“实实在在”的存储能量，不只是变压器的磁化能量。

就是因为将电感变成耦合电感，所以可以将初/次级隔离，而且利用匝数比的控制，使转换器的工作点设计更有弹性。

另外，多组输出的应用更简单容易。

公式推导和Buck-Boost 几乎一样，为更接近实际情况，将二极体顺向压降考虑进去（在低输出电压时相差很大）。

（一）先推导C.C.M.的工作情形
（1）在开关晶体ON 期间，即s DT t ≤≤0 ，
I LP V t v =)( （2.23）
ττd v L i t i t LP P LP LP ⎰+=0)(1)0()(
P I LP L t V i +=)0( （2.24）
此时，二极体反偏不导通，负载电流全部由输出电容提供。

I P
S LS V N N t v =)( （2.25） 0)(=t i LS （2.26） 在s DT t =时，
P
s I LP s LP L DT V i DT i +=)0()( （2.27） （2）当开关晶体OFF 时，二极体顺偏，
①S S T t DT ≤≤
)()(D O LS V V t v +-= （2.28）
ττd v L DT i t i t DT LS S S LS LS S ⎰+=)(1)()(
S
S D O S Lp S P L DT t V V DT i N N ))(()(-+-= （2.29） 其中)()(S LP S
P S LS DT i N N DT i =就是“变压器公式”得到的。

对应到初级侧，可以得到
)
()(D O S P
LP V V N N t v +-= （2.30） 0)(=t i LP （2.31）
②当S T t
=时，
S
S
O S Lp S P S LS L T D V DT i N N T i )1()()(--
= （2.32）
由（2.27）和)0()0(LS P
S
LP i N N i =，所以])0(])0([)(P
s
I S P LS P s I LP S P S Lp S P L DT V N N i L DT V i N N DT i N N +=+= 因为)0()(LS S LS i T i =所以，S S
O P s I S
P L T D V L DT V N N )1(-=因为
2
)(S P S P N N L L =，所以
)
1)((D V V N N D V D O S P I -+= （2.33） 或D D
V V V N N I
D O S P -=
+1)( （2.34） （2.34）就是C.C.M.中输出/输入电压关系式。

（3）电路波形
观察各元件的电压与电流波形，除了耦合电感的特性外，Flyback电路确实与Buck-Boost电路完全类似，电流的导通模式都完全一样。

（二）D.C.M 公式推导
（1）在
s T D t 1=时，
P
s
I s LP L T D V T D i 11)(=
（2.37）
对应到次级侧，
I
P S
LS V N N t v =)( （2.38）
0)(=t i LS （2.39）
（2）当开关晶体被OFF 的瞬间，二极体顺偏，
S
S
I P S P S I S P S LS L T D V N N L T D V N N T D i 111)(=
=
在次级侧电感电流大于零期间，s s
T D D t T D )(211+≤≤
)()(D O LS V V t v +-=
τ
τd v L T D i t i t
T D LS S
S LS LS S
⎰
+
=1)(1
)()(1
S
S D O S S I P S L T D t V V L T D V N N ))((11-+-
= （2.42） 在s T D D t
)(21+=时，
0])[(21=+S LS T D D i ，所以(2.42)变成
S
D O S I P
S
T D V V T D V N N 21)(+= （2.43） 同样可以得到“伏－秒平衡式”。

由(2.42)可以看出，电感的电流依一个斜率下降，当电流降到零时【s T D D t
)(21+=】，电感的能量已消耗殆尽，二极管
不再导通，负载所需的能量不再由电感提供，转由输出电容负担，这时电感的电流为零，相对电感的电压也为零，我们称工作在s T D 3期间。

（3）213
1D D D --=，
0)()(==t v t v LS LP （2.44）
0)()
(==t i t i LS LP （2.45）
负载电流大小恰为通过二极体电流的平均值，也就是
S
s
O O s LS O O L T D V V D T D i R V I 2)()(212
221+=
== （2.46）
其中，R 为负载电阻值，将（2.46）化简，可得关系式
s
O O S
O T V V L I D )(22+=
，由（2.43）可得，2
1D V V V N N D I
D
O S P += 由以上的推导可知，在D.C.M.工作的时候，工作周期（1D ）与负载的轻重有关，这个现象与C.C.M.是不同的。

（4）电路波形
D.C.M.波形（5）C.C.M. 与D.C.M.的分界线
如果将匝数比、电感值、切换频率与输出电压固定，可推导出一条代表C.C.M. 与D.C.M.的分界线公式：
2
]
)
(
[
2
)
(
D
O
I
P
S
I
P
S
S
D
O
s
O
V
V
V
N
N
V
N
N
L
V
V
T
I
+
+
+
=
C.C.M与
D.C.M.分界线曲线：
C.C.M与
D.C.M.临界线时电路波形：
四、FLYBACK电路改进形式
一、 进的flyback topology 电路一 （一）电路如下：
（二）Improved Fly-Back 输入输出关系
Input: 24 DC V ；Output: 330DC V /500W
根据Improved Fly-Back 电路工作原理，在Fly-Back 电路稳定工作时（运行工况：C.C.M.），推导输入输出电压I V 、O V 与导通比D 、变压器匝数比 n (1N / 2N ) 的关系；计算电容两端电压C V 。

DT L V I I
1
1=∇ (1)
T D L V V I C
o )1(22--=∇ (2) n I I 1
N N 122
1=
=∇∇ (3)
C C o I V n V V V =-+)( （4）
由以上四个方程联立求解，可以得到，
1
C ++=n nV V V o
I
o I I O nV V V V n D +-=)(
(备注：2
2
1
n L L =)
理论计算结果：
由Vi = 24V 、Vo = 330V 、n = 4 / 17 可得：
D = 71.2% Vc = 83.2 V
实际测试结果:
D = 75% Vc = 82 V （三）电路波形
o V : Output V waveform C V : C V waveform
TX I : TX primary I waveform GS V : Mosfet driving signal DS I 、DS V : Mosfet ds I/V waveform
（四）电路优点 (相对Push-Pull电路)
①以较低的成本, 实现较高较稳定的电路工作效率；
②电路工作结构：
a. 消除变压器, 避免了变压器的偏磁问题;
b. 含电流侦测电路，减小Mosfet的电流应力；
（五）电路设计注意事项
(1)为减少MOSFET及C的电压应力，采用“三明治”绕法，减小Fly-Back变压器漏感；
(2)为提高Fly-Back变压器的效率，将EE core三端加Air Gap，减少绕组Eddy current
loss （涡流损耗）；
二、改进的flyback topology电路二
电路结构如下：（摘自邱宜忠《UPS原理与设计》）
是用超快恢复二极管D17、D16 【FES8BT（8A/100V/35ns）】从初级直接整流到次级，C38、C50滤波；再与变压器次级绕组之整流滤波所得电压叠加。

输入输出关系与前面改进电路一相同：
D=n(Vo-Vi)/(Vi+nVo) Vc=(Vi+nVo)/(1+n)
优缺点也类似：
优点：效率高，避免了变压器的偏磁问题。

缺点：EMI干扰大，可靠性有待实际检验。

疑点：D17、D16可否减少一个？。