无线收发机中的数位解调器技术问题分析

无线收发机中的数字解调器技术问题分析
上网时间: 2005年09月19日
打印版推荐给同仁发送查询
与模拟解调器相比，数字解调方案能为无线数据系统提供更好的性能。

本文将讨论数据通信中的数字解调器方案以及常见的技术问题，包括邻信号滤波、滤波器设计、ADC的动态范围划分、接收路径增益、直流偏移及其消除方法等。

船舶自动识别系统(AIS)是一种数据信令系统，它采用自组织时分多址技术(SoTDMA)和高斯滤波最小频移键控(GMSK)/高斯频移键控(GFSK)调制，数据速率为9,600bps，通道带宽为12.5kHz或25kHz。

诸如AIS等无线数据系统的接收器架构通常分为模拟和数字两类。

本文中，这两者的区别在于FM解调是采用模拟方式还是数字方式。

模拟解调器采用经典的限幅鉴频器结构。

在这种解调方式中，接收到的信号首先被放大以消除RF传输路径引起的任何幅度变化，放大后的信号经过一段延时后，再和原信号进行混频，输出一个差分信号，此差分信号反映了输入信号频率或相位调制的情况。

这便是差分解调方式，其电路则是广为人知的鉴频器。

鉴频器输出的信号仍然是一组模拟数据流，但为了恢复数据，还必须确定位时序，并判定每个特定时刻对应的数据是“0”还是“1”。

数据恢复通过“数据分割(data-slicing)”方法以及时钟恢复电路来实现，由于模拟鉴频器输出信号中的DC分量是变化的，所以数据恢复机制至关重要。

模拟解调方法已经很成熟，但用这种方法解调数字调制的信息却存在两大问题：首先是需要消除模拟解调输出的直流偏移；其次，必须使用体积大且昂贵的模拟滤波器在限幅器之前完成所有接收器的滤波。

数字解调器则在解调之前将模拟信号转换成为数字信号。

这有两种常用实现方法：1. 在较低的中频(IF)(例如455kHz)对信号进行采样；2. 把射频信号直接混频到基带，但必须同时得到同相分量和正交分量(即I/Q分量)以保留信号中的所有信息。

这两种方法(分别称为IF采样方法和I/Q方法)各有其优缺点：I/Q方法的主要缺点是必须消除由混频引起的直流偏移；IF采样方法虽然通过数字下变频技术消除了直流偏移，但它需要保护器件不受镜像频率的干扰，而这个问题在I/Q方法中是不存在的。

因此，I/Q方法可能使用地更广泛些，后面将不再讨论IF采样方法。

除了
数字
解调
器可
在数
字信
号处
理芯
片内
得到实现之外，
采用G(M)FSK 技术的数字解调器结构与模拟解调器的结构是一样的(见图1)。

邻通道滤波
在数字与模拟接收器中实现邻通道滤波的方法，是模拟解调和数字解调这两种技术的主要差别。

然而，在这两种接收器中，所有的通道滤波都必须在鉴频器之前完成。

这点很重要，因为鉴频器对输入的有用信号和干扰信号是同等对待，并对它们进行解调，其结果是如果干扰信号过大，有用信号则无法恢复。

在模拟接收器实现方案中，所有信道滤波都必须通过模拟滤波器来实现。

实际应用则通常采用组合滤波方式，即在第一级IF 处采用晶体滤波器，在第二级IF 处采用陶瓷滤波器。

这些滤波器不仅体积相对较大、价格昂贵，而且它们还需要进行仔细匹配以确保获得最优特性。

此外，温度和老化也可使滤波器的特性发生变化，从而影响接收器的整体性能。

从滤波器的响应特性可知，陶瓷滤波器和晶体滤波器都具有明显的群延时波动。

这种群延时波动在模拟语音系统中不会产生任何问题，但在数字系统中，它会引起数字信号失真，从而使接收器的误码率上升。

为说明这种影响，可分析在数据分割电路之前、滤波器之后的一个接收信号，该信号在示波器等测量仪器上显示为一个眼图。

若接收器不采用陶瓷滤波器，则该信号眼图中的“眼睛”很干净，过零点也很一致。

而在同一接收器采用陶瓷滤波器的眼图中，由于滤波器引起相位失真，导致“眼睛”变小，过零点也有明显抖动，这将使接收器的灵敏度下降4dB 。

采用数字滤波器可以避免模拟滤波器带来的群延时波动问题。

例如，CML 公司的AIS 基带处理芯片(CMX910)内置了有限冲击回应(FIR)滤波器，该滤波器的群延时恒定，具有线性的相移特性。

AIS 接收到的数据经过这个滤波器后，灵敏
图1：采用数字鉴频器的
无线接收器架构。

度不会降低，且过零点也不会抖动。

该FIR滤波器还能很好地抑制邻信道信号，抑制比高达60dB，这意味着可不再需要IF陶瓷滤波器。

然而，一般情况下第一级IF仍需要晶体滤波器以限制ADC的动态范围，不过这里对邻通道功率抑制的要求有所降低。

总之，通过尽量减少对模拟滤波器的需求，数字方案可有效节省PCB面积、降低物料成本并提高系统灵敏度和共信道性能。

其中，共信道性能的提高非常显著，这是改善群延时特性的结果。

为优化接收器的滤波性能，必须计算出每一级滤波器的抑制量。

对于数字干扰源，则需要通过将滤波器响应应用于调制频谱，来计算对该干扰源的抑制量。

模拟滤波器的带宽相对较宽，因而带通特性下降较少。

其衰减能力也足以限制输入信号的动态范围，因此I/Q下变频器仅需很少的功耗。

这也可降低对ADC 动态范围的要求，从而减少对自动增益控制(AGC)的需求，并改善系统的信噪比。

良好的邻通道功率抑制可通过FIR滤波器实现，这也说明模拟滤波器和数字滤波器的功能是互补的。

动态范围划分
在数字解调器中，接收到的信号由ADC进行采样。

图2是ADC的动态范围的划分示例，这种划分基于动态范围为85dB、最大输入信号的均方根值为
600mV(为方便起见，假设系统的特性阻抗为50奥姆，对应功率为＋8.6dBm)的ADC。

典型的设计方法是考虑整个动态范围，并把工作窗口定在中间。

动态范围的下限是ADC可以量化的最小信号电平，因此为避免可使接收器整体性能下降的量化噪声，输入信号必须高于这个电平。

热噪声和量化噪声之间通常有10dB的保护裕量。

为计算最小信号电平，必须将接收器的信噪比(S/N)加到热噪声上。

考虑到系统的信噪比会有所变化(如频率偏移、滤波器特性变化等)，还需要再增加4dB的裕量，因此图2中的ADC最小输入信号为-53.4dBm。

最高工作信号电平由基带FIR滤波器能够处理的最高电平决定。

这里假设输入需要衰减的信号比有用信号高35dB。

为了保险起见，最高电平也要预留3dB的裕量，这样就设置了最大输入信号的上限。

接收路径的增益
根据图2的动态范围划分，可计算出接收器的总增益。

需要注意的是，尽管ADC 的实际阻抗不是50奥姆，但为简单起见，这里仍以dBm为单位进行计算。

采用50奥姆系统中的等效功率也就意味着整个接收链路的增益计算与系统的阻抗
无关。

在接收路径增益的计算中，假设干扰信号的大小比灵敏度极限高3dB，接收器的最佳灵敏度为-120dBm，最差灵敏度为-110dBm。

计算最小增益：已知ADC的最低工作点为-53.4dBm，最小输入电平(最高灵敏度)为-120dBm，则最小接收路径(电压)增益等于66.6dB。

计算最大增益：已知ADC的最高工作点为-29.4dBm，最大输入电平(最低灵敏度)为-110dBm，测量损耗为3dB，则最大接收路径(电压)增益等于77.6dB。

最大和最小增益之间相差11dB，因此接收路径的标称增益可设为72dB。

数字接收器通常利
用自动增益控制
(AGC)来确保有一
个很宽线性动态范
围。

这一点对线性调
制(幅度是信号的组
成部分)非常重要，
但对G(M)FSK系统
则不是很有必要，因
为G(M)FSK系统采
用调频/调相技术，
信号的幅度并不承
载任何信息，因而
AGC级不是严格必
需的。

在这种情况
下，射频设计工程师
图2：ADC输入动态范围的划分。

必须特别注意接收
器输入信号的幅度，并确保在适当的地方进行压缩和限幅处理。

确保ADC的输入不超过极限非常重要，因此必须在模拟级完成信号的压缩，以避免产生这样的问题。

动态范围和滤波
只有ADC能对有用信号进行采样，接收器中的FIR滤波器的滤波功能才有用。

需要指出的是，滤波器通常也能抑制有用信号，而且抑制程度比在动态范围划分中为滤波功能预留的净空还大。

以CML公司提供的CMX910芯片(AIS处理器)的滤波器响应为例来解释这一点。

该FIR滤波器对25kHz频率偏移处的干扰信号的抑制比大于70dB。

如果使用图2的动态范围划分和该滤波器，并输入一个符合AIS系统规范、比有用信
号高60dB的干扰信号，那么ADC将进入饱和状态，并且有用信号也可能受损。

正常工作的系统将限制ADC的输入信号，使之比有用信号高35dB(通过在第一级IF应用滤波处理实现)，数字滤波器则将抑制邻信道信号，使之比有用信号低约35dB，这样解调器便可以正确恢复出有用信号。

有趣的是，图2给出的工作窗口既能保持对接收器邻通道功率的抑制，又允许利用AGC以使信号也在这个窗口内。

但是，邻信道选择性通常是在接近系统的最低灵敏度附近进行测试，这也就意味着尽管任何干扰信号的绝对值保持不变，但信号幅度会提升ADC的动态范围，从而相对降低邻信道功率抑制性能。

直流偏移
直流偏移在采用I/Q解调的数字接收器架构中会产生一些问题，因此必须想办法避免直流偏移。

信号被混频到基带，必然会产生直流分量，而它们也会被ADC 采样到数字信号域。

因为接收到的信号的幅度非常小，通常只有几个毫伏，并且直流分量必须远小于信号电平，所以系统能容忍的直流偏移通常非常小。

而即使在设计非常好的模拟混频器或放大器里，也很容易产生这么大的直流偏移。

有很多方法可以用来消除直流偏移。

对接收到的信号取平均值，再从接收到的信号中减去这个平均值就是一个有效方法。

但使用这种方法必须十分小心，因为接收到的信号的调制会影响结果。

即使对很长一段时间内的信号求平均值仍会有问题，例如，若检测的是短的突发信号，当数据到达时平均值可能还不是最佳的。

因此，为消除直流偏移，最好对将要接收的信号的细节有所了解。

如果最初的直流校准可在噪声环境(即没有信号)中进行，那么这个求平均值的过程会快很多，因为这时可忽略数据可能包含的直流分量，这样便能快速地测量出直流偏移。

为保证没有信号输入，通常要关闭或者隔离一些射频电路，但是不能关闭或隔离任何会引起直流偏移的电路。

另一种消除直流偏移的简单方法就是把基带信号交流耦合到ADC的输入端，但该方法在处理较长的“1”或者“0”序列时会有问题，这是因为数据信号会由于耦合电容的时间常数而逐渐衰减。

在AIS系统中，位填充技术被用来限制数据的最大游程，因此交流耦合将是一个可行的解决方案。

然而，交流耦合方法并非如此简单。

以AIS数据为例(许多其它TDMA系统也有同样问题)，其信号传输是突发式的，经常会出现一个较强的突发信号流之后紧随着一个很弱的信号流，若采用交流耦合，当弱信号到达时强信号还没有衰减完，这将导致难以消除的直流偏移。

整理：C.N. Wilson
运营总监
Applied Technology(UK)XXX
[文档可能无法思考全面，请浏览后下载，另外祝您生活愉快，工作顺利，万事如意!]。