基于LM5025的有源箝位反激变换器的设计

基于LM5025的有源箝位反激变换器的设计
于孟春;程善美;雷明
【摘要】详细分析了有源箝位反激变换器的拓扑结构和工作原理,给出了电路主要元器件参数的设计方法,并基于LM5025设计了一款功率为6W、开关频率为640 kHz的小功率开关电源.实验结果表明,主开关管两端的电压被箝位在一定数值,在输入电压允许的范围内基本实现了主开关管的零电压开通,有效降低了主开关管的损耗,提高了开关电源效率.
【期刊名称】《电源技术》
【年(卷),期】2014(038)004
【总页数】4页(P745-748)
【关键词】反激变换器;有源箝位;软开关;LM5025
【作者】于孟春;程善美;雷明
【作者单位】华中科技大学,湖北武汉430074;华中科技大学,湖北武汉430074;华中科技大学,湖北武汉430074
【正文语种】中文
【中图分类】TM13
传统的反激变换器以其拓扑结构简单，能实现升降压功能，因而广泛用于中小功率场合。

但是由于变压器漏感及开关管寄生结电容的存在，在开关管关断的瞬间会产生很高的电压尖峰。

该电压尖峰一方面增加了开关管的电压应力，另一方面增加了
开关管的损耗，降低了开关电源效率，限制了开关频率的提高。

采用有源箝位电路的反激变换器能在开关管关断期间，由箝位电容的电压将主开关管两端的电压箝在一定的数值水平上，并基本保持不变；利用箝位电容及主开关管输出电容和漏感进行谐振，创造主开关管的零电压开通条件，减小开关管的损耗，提高开关频率[1]。

随着开关频率的提高，变压器和输出电容的体积也大大减小。

本文详细分析了有源箝位反激变换器的拓扑结构和工作原理，给出了电路主要元器件参数的设计方法，并通过实验验证了有源箝位电路的良好效果，在输入电压允许的范围内基本实现了主开关管的零电压开通。

1 有源箝位反激变换器拓扑及工作原理
有源箝位反激变换器的拓扑结构如图1所示，开关管S2和电容C c串联组成有源箝位电路，并联在变压器两端或主开关管S1两端。

本文采用后者，原因是两个开关管的驱动信号可以共地，能减少开关电源外围器件。

谐振电感L r用来实现开关管S1的零电压开通。

开关管S1、S2工作在互补状态，并留有一定的死区时间。

图1 有源箝位反激变换器拓扑结构
为方便分析，假设：
(1)所有元器件均具有理想特性；
(2)谐振电感远远小于励磁电感，变压器原副边匝数比n=n p/n s；
(3)箝位电容C c的容量足够大，两端电压U c可视为常数：U c=U d+nU o；
(4)电路已处于稳定工作阶段。

有源箝位反激变换器工作状态可以分为6个工作时区，每个工作时区的工作过程
分析如下[2-3]：
工作时区1[t0~t1]：开关管S1开通，S2断开，谐振电感电流i Lr与励磁电流i Lm均线性上升，变压器储存能量，整流二极管Do处于截止状态。

工作时区2[t 1~t2]：开关管S1、S2断开，励磁电流给电容C r充电，其电压U Cr从零开始上升。

t 2时刻，U Cr上升到U c，二极管D2导通。

整流二极管Do 处于截止状态。

工作时区3[t2~t3]：开关管S1、S2断开，二极管D2导通。

因为C c≫C r，所以电感L r、L m主要和箝位电容C c发生谐振。

t3时刻，U pri(t3)=nU o，整流二极管D o导通。

工作时区4[t3~t4]：开关管S1断开、S2开通，整流二极管Do导通，励磁电流线性减少，变压器输出能量，谐振电感L r和电容C c发生谐振。

工作时区5[t4~t5]：开关管S1、S2均断开，谐振电感L r和电容C r谐振，励磁电流仍然线性减小。

t5时刻，电容C r上的电压谐振到零时，开关管S1反并联的二极管D1自然开通续流。

工作时区6[t 5~t 6]：开关管S1、S2均断开，二极管D1导通以后，谐振电感电流线性增加，为了实现主开关管S1的零电压开通，主开关管S1必须在谐振电感电流为负电流时开通，t 6时刻，谐振电感电流i Lr(t 6)等于励磁电流i Lm(t 6)，整流二极管Do截止，并开始下一个开关周期。

2 电路主要元器件参数设计
本文所设计的有源箝位反激变换器的参数要求如下：直流输入电压U d范围：15~30 V；额定输出电压U o=33 V；额定输出电流I o=0.18 A；额定功率P
o=6W；开关频率f sw=640 kHz；效率η＞0.9。

2.1 高频变压器设计
变压器在有源箝位反激变换器中充当传输能量的元件，其设计思路和传统的反激变换器的变压器设计思路是完全一致的[4]。

输入电压越低，占空比越大，峰值电感
电流越大，所要求的励磁电感也越大，所以应该在最小输入电压的条件下设计变压器的各项参数。

占空比D与变压器原副边匝数比n的关系表达式为后文将提到PWM控制器的占
空比D的变化范围是0≤D≤0.8，所以n的变化范围是0≤n≤1.8，首先确定n=1，则最大占空比D max=0.69。

对于反激变换器，注意到开关斜坡电流的中间值就是等效的平均电感电流，如果考虑电源效率，则平均电感电流为
设电流纹波系数为±20%（r=0.4），则所需交流斜坡电流分量为△I=r×I L=0.26 A。

在导通期间，根据公式U=L×d I/d t可求得励磁电感最小值为：
电感电流峰值故变压器储存的能量峰值：
查阅相关磁芯手册，所选择的环型铁氧体磁芯的参数为：mm3。

根据铁氧体磁芯
的典型能量密度公式无气隙的情况下该磁芯能储存的最大能量E c大于E PK，因
此可选用该磁芯：
根据公式求得变压器初级绕组匝数n s=2.3，取n s=3。

根据公式n=n s/n p，求得变压器次级绕组匝数n p=3。

2.2 谐振电感设计
由于本文的高频变压器采用无气隙的环形磁芯，该变压器的漏感非常小，不足以实现主开关管S1的零电压开通，所以本文必须外加磁饱和电感来实现主开关管S1
的零电压开通。

电路工作在工作时区5时，谐振电感L r和电容C r谐振，为了实现主开关管S1的零电压开通，t4时刻，谐振电感L r储存的能量要必须大于结电容C r储存的能量，同时又必须满足谐振电感远远小于励磁电感，即：
将本文所设计的参数代入式(7)中，整理得到，0.27μH≪62μH，取L r=2.2μH。

2.3 箝位电容设计
电路工作在工作时区4时，谐振电感L r和电容C c发生谐振。

通过分析，为了保证在开关管S2断开之后，谐振电感L r能及时将电容两端的电压谐振到零，产生主开关管S1的零电压开通条件，工作时区4结束之后，谐振电感电流必须为负电流[5]，所以：
将本文所设计的参数代入式（8）中，整理得到，15.6 nF﹤C c﹤60 nF，取 C
c=22 nF。

2.4 死区时间设计
主开关管S1的零电压开通实现还依赖于适当的死区时间，电路工作在工作时区5时，电感L r和电容C r谐振，电容C r上的电压谐振到零，死区时间T d必须满足：
将本文所设计的参数代入式（9）中，整理得到T d≥13.5 ns，取 T d=48 ns。

3 电路设计
本文采用NS公司最新推出的有源箝位专用芯片LM5025作为有源箝位反激变换器的控制器，其控制电路如图2所示。

采用前馈控制保持输出电压的稳定，输入电压U d、电阻R17、R14和电容C11共同决定了占空比D的大小。

当输入电压U d发生变化时，占空比D会相应变化，使得输出电压保持不变。

二极管D7的
作用是防止输入端电压反接，D6的作用是消除输入端的浪涌尖峰电压。

电阻R16、R10组成输入欠压保护电路，电阻R11、R12决定了电源的开关频率，电阻R13
决定了两路驱动信号的死区时间。

图2 有源箝位反激变换器控制电路
功率电路如图3所示，MOSFET选用IRF7350，其内部集成一个N沟道MOSFET和一个P沟道 MOSFET，N沟道MOSFET的寄生结电容为46 pF。

电
容C4是输入电解电容，电容C2是箝位电容，电感L1是谐振电感。

电流检测方
法是采用电阻检测，电阻阻值为1Ω。

图3 有源箝位反激变换器电路
4 实验结果
输入直流电压U d=15 V时，主开关管S1和辅助开关管S2的驱动信号波形如图
4(a)所示。

由图4(a)可知，开关频率为640 kHz，主开关管S1的占空比为70.5%，死区时间为48 ns；输入直流电压U d=30 V时，主开关管S1和辅助开关管S2
的驱动信号波形如图4(b)所示。

由图4(b)可知，开关频率为640 kHz，主开关管
S1的占空比为52.6%，死区时间为48 ns。

图4 开关管驱动信号波形
电路工作在满载的条件下，输入直流电压U d=15 V和输入直流电压U d=30 V 时，主开关管S1两端电压u main和流过的电流i main的波形分别如图5(a)和图5(b)所示。

由图5可知，在主开关管S1关断期间，其两端电压u main被箝位在50～63 V之间，并且在主开关管S1驱动信号到来之前，电压u main已经谐振
到0 V附近，之后电流i main才开始从零上升，所以在输入电压允许的范围内，
主开关管S1基本实现了零电压开通。

图5 主开关管S1两端电压u main和电流i main
5 结论
本文在详细分析有源箝位反激变换器的拓扑结构和工作原理的基础上，基于有源箝位专用芯片LM5025完成了有源箝位反激变换器的前馈控制系统的设计，给出了有源箝位反激变换器在不同输入电压下的实验波形，实验波形表明所设计的系统一方面实现了输出电压的前馈控制，另一方面在输入电压允许的范围基本实现了主开关管的零电压开通，有效地降低了MOSFET开关损耗，提高了有源箝位反激变换器的效率，并验证了该设计方法的正确性和有效性。

参考文献：
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