HFC 网络反向噪声的现场分析及控制解决方法

HFC网络反向噪声的现场分析及控制解决方法
广东有线广播电视网络公司刘光华何江
{摘要}：本文论述通过实验的方法建立符合网络特点的反向通路相关参数，获得基于规范化调试方法之上的对反向汇聚噪声的一般性控制方法，并通过掌握各种反向噪声的本地特征，提出HFC网络反向噪声日常维护概念。

{关键词}：反向汇聚噪声、反向汇聚噪声频谱、特征噪声、规范化反向通路调试反向噪声对双向数据信号带来的灾难性影响已达到几乎令人无可奈何的程度，因为网络处在无所不在的电磁场环境中，各种冲击噪声、RF侵入噪声、有源器件基底噪声以汇聚的形式充满整个回传频谱，再好的网络也不可能屏蔽所有的噪声来源，几个不拧紧的接头、弯曲度过高的线缆、用户家使用不规范的信号接入方式都会引入噪声。

目前我公司部分小区反向噪声的问题已经带来严重的数据信号指标劣化。

针对公司目前网络现状，为分析CMTS---CM之间的RF通信机制、反向通路的调整、汇聚噪声与数据信号S/N之间的关系，寻找网络反向噪声的有效解决方法，我们在黄花岗建立了一套网络模拟环境（包括CMTS、CM、五级RF放大器、回传光发射机、光接收机以及数个用户终端）。

希望通过实验的方法确定网络中影响上行数据信号指标的关键问题以及反向通路的调试对CMTS与CM之间通信的影响，然后再分析网络实际状况，推设问题的原因，最后结合实验的结论推广到几个需要重点解决噪声问题的小区，以检验方法的正确与否。

经过两个多月的反复实验，根据网络实际，在对GI公司提供的推荐调试数据进行关键性的修订后，通过对横支岗、下塘两个噪声严重的小区的现场分析，获得了解决我公司HFC 网络反向噪声的基本方法。

本文的图例均是在存储的近1000张实际测量图中精选的。

第一部分：实验分析及结论
在模拟实验环境中主要关注的是CMTS与CM之间的RF通信机制、如何根据网络设备与数据终端设备的标称指标界定上行数据信号的实际运行技术参数、实验室环境下网络不同部分对前端反向噪声的贡献、反向通路的规范化调试方法、反向通路的信号运行指标的测量等，从中探索改善反向通路汇聚噪声特性的一般性方法。

实验设备：CM两台---数个用户终端---用户终端到楼栋放大器分配网络、楼栋放大器BHA---延长放大器BLE---小桥接放大器MB---分配放大器BTD---反向光发射机BTN---反向光接收机AM-RPR/2---CMTS。

测量设备： SDA5500一台（双向扫描前端设备）、SDA5000两台（双向扫描现场单元）、HP8591C一台、高性能PC机两台。

实验连接线路图如下：
图一：实验模拟网络
实验过程：
一、CMTS与CM之间的RF通信机制
众所周知，CMTS与CM之间的RF通信机制主要依赖长路自动增益控制LOOP AGC，但是这种机制到底是如何影响数据信号功率的？在还没有进行实验之前，大家仍然无法很清晰的理解。

一旦在该原理上存在疑惑，就会使反向网络的调试及反向前端的信号分配线路连接缺乏依据。

通过PC机的超级终端观察到，当CM通电以后，它开始扫描下行频谱，寻找带有特定cable modem信息的QAM调制载波，建立同步后，它就在下行数据中搜索上行工作信道描述信息，以确认上行发射频率，然后CM在指定的频率上从低到高改变拼接包的发射功率电平，直到CMTS接收到符合其标称功率的上行电平（该过程简称测距Ranging），CMTS就会通知CM这一最佳的发射功率电平，那么在连接过程中CM都会一直保持这一最佳的发射功率电平，直到网络分配损耗发生了变化。

并不是每一个CM都工作在这一最佳的发射功率电平上，不同的用户会有不一样的链路损耗，因而意味着不同的发射功率电平。

如果忽略HFC双向网络的具体连接形式，只考虑CM---CMTS之间的连接，其间的HFC网络完全可以用可变衰减器来模拟，事实上HFC网络只不过是一个RF信号传输的通道。

这一观念可用图二来说明。

不同的反向用户到前端的通路衰减值不同，那么长路AGC的作用就是通过通信协议确定每个CM的发射电平，以使不同的反向数据信号到达CMTS的电平值保持一致。

这就是说，不管反向用户的通路衰减及其CM发射功率如何不同，每个CM的信号抵达前端的信号功率是相等的。

图二：网络等效框图
实验中，当设置好CMTS及CM、PC机的通信端口后，不断改变用户分配网络的衰减，让PC机向CMTS的网关拼接不同长度的数据包（2500byte、25000byte），通过测量CMTS的接收电平及CM发射功率证实了上述结论：较大的网络衰减意味着较大的CM发射电平；相反，较小的网络衰减意味着较小的CM发射电平；
不同拼接长度的数据包、不同发射电平的拼接包到达CMTS的入口电平一致,当底噪波动不大时，信号的S/N基本相同。

既然网络具有长路AGC的调整功能，那么是否可以不用反向网络调试即可使CM工作正常？当然不行。

CM虽然具有较宽的工作范围（发射功率电平在68---118dBμν之间）。

但是如果不对网络进行调试的话，一方面可能使网络衰减过大，导致CM即便发射电平到达最大值，也满足不了CMTS的接收电平需要，另一方面可能使网络衰减过小导致CM发射电平过低而被淹没在汇聚噪声中，这两种情况都会致使双向通信中断。

二、反向通路中的调试数据建立
从第一点的结论可知，反向通路的调试目标在于网络中每个CM都能正常工作，而且发射电平要尽量高，使数据信号保持足够的S/N以对抗汇聚噪声，在关于噪声的现场分析中我们发现规范化的调试方法对抑止汇聚噪声具有相当大的作用。

反向通路的调整主要受以下几方面的限制：反向光发射机的激光器的削波效应、反向光接收机的工作域值、反向RF放大模块的过载效应、反向信号对汇聚噪
声的S/N、CMTS的标称接收电平、CM的发射工作电平范围以及用户分配链路的
衰减、光链路和长度等。

1、反向激光器的工作功率电平的确定
反向光发射机激光器削波效应的产生决定于信号峰值功率，而不是平均功率，要确定最佳的RF功率电平，有两个因素要考虑：较高的工作电平以对抗汇聚
噪声、避开削波的产生。

GI公司已经提供了反向BTN光发射机的激光器最佳工作
点为105 dBμν。

2、单位增益点的工作功率电平的确定
当确定激光器的工作电平后，反向BTN光发射机的反向回传输入衰减处的电平值就相应的确定了。

如图三：BTN光节点的简化框图。

通过实测从反向输入衰减到激光器的RF输入衰减处的增益为22 dB，因此若定义放大器反向输入衰减点为单位增益点（整个RF链路的增益保持为零增益），反向RF链路的工作电平即为83 dBμν（即105—22=83 dBμν）。

3、每Hz功率电平下的CM业务计算方法
激光器最佳工作点105 dBμν指的是5---40MHz这35MHz反向频谱宽度上的总功率，而CM所占用的业务带宽最大为3.2MHz，CM的信号功率指的也是在其业
务带宽上的功率。

两者必须通过每Hz功率电平来产生联系。

35MHz带宽下的105dBμν折算到3.2MHz后的功率为：105—10lg(35MHz)+ 10lg(3.2MHz)==73dBμν
图三：BTN光节点简化框图图四：棠溪小区的前端反向频谱图
4、考虑分配网络衰减后的单位增益点工作功率电平
当用户分配网络前面的链路一定后，最差的CM业务是那些分配网络衰减过大的用户，因为它们有可能即使发射功率达到最大，前端接收的信号仍然会达不到要求。

下表为分配网络实际情况：
Cable modem
1.业务带宽 3.2MHz
2.最大发射电平118dBµv
3.设备增益变化累积dB 6
4 户内分配及电缆损耗dB 5
5.分配器至楼放输出口损耗34
6.楼放反向输入电平73dBµv
显然，73dBµv单位增益点工作电平是CM、激光器均可以接受的值，为了使最差的用户CM还留有工作裕量，取70dBµv为实际工作值。

这样同时就会给激光器3dBµv的裕量。

前面提到，峰值电平过高是引起激光器削波的主要原因，图四为网络实测反向频谱图，可以看到5---15 MHz处在一个较高的RF侵入噪声环境，在这种情况下，留有一定的裕量很有意义。

5、反向光接收机的输出增益
反向光接收机的输出应兼顾到两个因素：足够的输出以便到CMTS之间的分配
线路适合信号分配需要；保证上行信号的S/N。

因为噪声具有汇聚的效应，到达反向光接收机时汇聚噪声最厉害，所以CM信
号电平应足够高以维持相当的上行S/N。

但是否信号越高越好呢？注意到在放大有
用信号的同时，噪声也被放大。

由于噪声的剧烈波动性质，有可能噪声的增益还会
更大。

当光接收机到CMTS之间的通路一定以后，我们发现在实验环境下（反向频谱
平坦且侵入噪声微弱，见图五所示）光接收机自身贡献的底噪对网络底噪的汇聚噪
声贡献最大。

如图五无光信号时的反向输出频谱及图六有光信号时反向输出频谱，
可以看到，后者对前者而言增加4dB左右。

图五：无光信号时的光接收机反向输出频谱图六：有光信号时的反向输出频谱
当提高光接收机的输出增益时，测得输出频谱的底噪在逐渐提高，变化趋势见
下表所示：
反向光接收机的输出增益（dB）输出频谱的底噪波动情况(dBµv)
0 30---31
3 30---33
6 30---34
9 30---35
12 32---36
15 33---37
18 36---40
20 38---42
在分析光接收机的原理图（如图七），这一点不难理解，所谓输出衰减实际上
是两个RF放大模块之间的级间衰减。

减小衰减就意味着增加底噪。

图七：反向光接收机原理图
通过实验确证：当光接收机的输出增益在一定范围内提高时，CM的S/N成线
性地降低——增益提高1 dB，S/N降低1 dB。

若增益提高过大，CM的S/N呈非线
性地降低趋势。

这只是在实验环境下测得的结果。

现实网络中的汇聚噪声的波动带
来的非线性放大，增益的提高会使信号的S/N降低更为显著。

因此，反向光接收机的输出增益应设定尽可能低。

6、反向链路的增益值确定
反向单位增益点到光接收机的输出之间的反向通路增益因光链路的长度而异。

为避免短距离模拟光链路带来的反射问题，我们使用数公里裸纤来模拟不同光链路下反向链路增益。

下表测量结果是在光接收机的输出增益设定到最低时的取值。

光链路损耗（dB）反向接收光功率（dBmw）反向链路增益（dB）
—4 —7.78 20.4 —5 —8.75 18.1 —6 —9.69 15.7 —7 —10.84 14.3 —8 —11.76 13.4 —9 —12.86 11.7 若反向链路按照归一化的原则处理,根据我公司反向光链路的长度统计,以占较大比例的—6 dB光链路损耗作为归一化光链路或15 dB的反向链路增益为归一化增益，其余的链路则以此为调整参考。

到此就可取定反向光接收机的输出功率电平：85 dBµv （=70 dBµv+15 dB链路增益）。

三、反向链路的设置参数与GI公司提供的方案的比较
我公司以往的反向网络设置指标均依据GI公司提供的参考说明来进行的，基本上是按照产品说明使各项指标对号入座。

但反向噪声问题长期困扰维护工作，迫使我们不得不在现有网络情况下按照中国本地的环境来设置链路，这就意味着需要进行大量的现场实验才能找到问题症结所在。

GI公司提供的各项参数并没有问题，只不过它所依赖的环境是美国本土，在美国FCC对RF信号的辐射、屏蔽等电磁特性有严格的规定，而我国并没有严格按规定来执行，因而网络处在一个极为恶劣的电磁环境中。

再则美国的HFC网络大多按照500户一个光节点来设置，因此网络的汇聚噪声相对我公司的4000户左右的设置而言会小很多。

在这种情况下，反向光接收机的输出增益可以提高，而不至于影响S/N太大，从而保持了较高的输出信号对抗汇聚噪声的波动。

更重要的是，国外考虑光接收机的高电平输出是基于前端反向信号的多重业务（如CM业务、IP电话等）分配，这样就需要信号在分配后，有多个小区的回传再次混合进入一个CMTS端口。

若前端是一个小区的回传信号进入单独的一个CMTS端口，那么就不必保持光接收机的高电平输出，当然，低增益下的输出S/N 会有改善。

通过实验确定的各项参数与GI公司提供的参数对比，关键差异在于光链路参数的设定：光接收机的输出、光接收机的增益以及光链路的增益。

对比如下：
激光器输入光接收机输出光接收机的增益参考光链路GI提供参数95 dBµv 86
dBµv 8 dB —6 dB 我公司参数 92 85 0 dB —6 dB 注：上述功率电平值已用每Hz功率折算到CM业务带宽上。

通过对比可知，光接收机的反向输出频谱的底噪降低7dB，输出CM信号S/N 比GI方法下的S/N提高约7dB。

为此，我们作了一个对比试验。

当把光接收机---CMTS之间的反向通路衰减设定为25 dB时，光接收机的输出电平就由长路AGC限定为85 dBμν。

在此基础上，依次改变光接收机的增益、光发射机入激光器的反向输入衰减值等设置，来对比结果，见下表：
光接收机---CMTS 之间的反向通路衰减设定为25 dB
序
号 项 目 光接收机输出S/N （dB ）光接收机
输出电平
dB μν CM 发射电平 dB μν 光接收机 增益变化
1 光接收机增益最低 光发射机衰减为零 47 85 111．5 增益为0dB
a 44 84．5 106．5 提高5dB
b 41．5 85 102．5 提高10dB
2 光接收机增益变化 光发射机衰减为零 c 36．5 85 97 提高15dB
3 光接收机增益最低 光发射机衰减为 —7dB （出厂值） 47 85 119
增益为0dB
a 45．5 84．5 113．5 提高5dB
b 41.5 84．5 108．5 提高10dB
4
光接收机增益变化 光发射机衰减为 —7dB （出厂值） c 37．5 84．5 103．5 提高15dB 备
注 一、CM---楼栋放大器的反向输入之间的反向通路衰减为42．5dB 二、各个放大器的单位增益点---光接收机的增益为15 ．5dB
三、CMTS 的固定接收功率为60 dB μν
1、2是保证光发射机入激光器的反向输入衰减值为零时，观察S/N 随着光接收机的增益变化的情况，从表中可以看出， S/N 将随着光接收机的增益的提高而逐渐降低，当光接收机增益最低时，S/N 最高为47 dB 。

3、4是保证光发射机入激光器的反向输入衰减值为出厂值—7dB 时，观察S/N 随着光接收机的增益变化的情况，从表中可以看出， S/N 也随着光接收机的增益的提高而逐渐降低，当光接收机增益最低时，S/N 最高为47 dB 。

GI 公司缺省的情况下（推荐值：光发射机衰减定为—7dB 出厂值，光接收机的增益在中间值即10dB ）测的S/N 为41.5dB （表格4、b ），可见，GI 推荐的设置并不是网络运行最佳值。

有人会问，为什么网络不设置成为3，其S/N 也是47 dB ？实际上，对入激光器的RF 信号进行衰减，意味着减小反向链路的增益，从而导致CM 发射更高的电平，本例中CM 发射电平119 dB μν已到工作极限了。

1与3对比，说明实验环境下，即便对进入激光器之前的RF 噪声—7dB 抑制，S/N 没有什么改善。

证明光接收机贡献的噪声才是对总的S/N 最关键的部分。

对整个反向网络而言，光接收机的汇聚噪声最严重，因此S/N 最差，据S/N 对数迭加的规则，最差的S/N 决定总的S/N 。

既然如此，对于长路AGC 控制之下的固定光接收机输出，提高它的增益，其实并不能提高信号电平，而是带来噪声及S/N 的恶化。

综上所述，当光接收机增益最低、入激光器的反向输入衰减值为零时，反向系统的S/N 值是最佳的。

GI 公司提供的数据大多有一定的应用环境，我们不能完全的在实际中照搬，还必须依据现场情况来修订。

根据目前网络现状，我们认为光接收机的输出增益不宜过高，以免降低上行信号的S/N 。

尤其是网络处在一个较恶劣的噪声环境下，维持稳定的S/N 值比防止突发的脉冲噪声更为实际。

四、上行CM 信号的测量方法
CM 的数字信号功率电平及S/N 的测量方法主要有两种：一种是频谱仪的Zero Span(零频距)法，实际上是把频谱仪的频率宽度设置为0HZ ，使频谱仪从频域测量模式转到时域测量模式，另一种是专用仪器用特定算法测量的S/N 。

1、在Zero Span(零频距)下，设置中心频率为CM 的频道中心
Sweep time：20ms RBW=VBW=3MHZ
下图即为在此设置下的典型图八：其中第三、四、六尖峰为上行带宽请求数据包（Bandwidth request packets），第一、二、五为拼接数据包（ping packet returns）。

从图可以看到在20 ms时间各个CM突发的数据包。

图八：频谱仪Zero Span测得CM的S/N 图九：SDA5000所测CM的S/N界面通过设定Marker光标，即可测量出数据包的功率电平。

S/N可由数据包的电平与平坦处的底噪电平之差得到。

2、使用SDA5000的MODEN C/N功能测量上行数据信号的功率电平及S/N，
从界面显示可直接读数。

图九中A为信号功率，B为噪声功率，Δ为信噪比。

五、反向通路的调试方法
目前通行的方法有两种：固定载波法及扫描法。

固定载波法使用简单，但精度不高，因为需要在野外发载波、前端测量接收电平后再通知现场人员以决定反向衰减及均衡值。

该方法不能准确反映网络实时的变化，而且野外与前端测量方法的不一致会导致错误的调整值。

GI公司提供的固定载波方法中涉及到总功率的折算：单载波的功率==总功率—10lgn (n为载波的个数)。

这样就为载波调试的方法带来计算上的复杂性，往往容易使人误以为反向通路的调试与具体精确的载波电平有直接关系。

事实上，反向通路的调整与具体的调试电平没有必然联系。

这一观点必须掌握。

当光接收机到CMTS之间的回传分配通路一定后，据CM---CMTS之间的长路AGC控制机理可知，光接收机的输出信号电平即为确定值，而一旦选定归一化的光链路后，反向链路的增益即为固定值。

那么实际调试中不必拘泥于发射信号的电平，而只需要确定单位增益点到光接收机输出之间的增益达到设计值。

反向扫描的调试方法即是这一思想的应用。

SDA5000的扫描调试工作原理（见下附图）是：现场SDA5000在反向频段上发射多个反向载波，前端SDA5500测量光接收机的输出电平，通过数据包的形式把该信息转发到SDA系统下行通信频点上，SDA5000接收并解调后，比较其发射电平与前端接收电平，从而来精确地调试网络。

图十：反向扫描调试界面附图：双向扫描测试
根据上图十显示在反向低端、高端处SDA5000发射电平以及SDA5500测量的前端接收电平，Δ即可表示反向链路的实际增益，与归一化的增益比较就可判断反向通路衰减与均衡的取值。

一般以高端载波为主选择衰减，本例显示实际增益为17.2dB,与15 dB 的归一化增益相比知，应加2 dB衰减。

扫描的方法不需要现场与前端工程人员的联络而只需一个技术人员在现场即可进行调试。

六、关于实验环境下网络不同部分对前端底噪的贡献分析
这是一个不需要过多说明的问题，大家都知道，75%的反向噪声来自用户分配网络。

在第二部分关于噪声的具体分析中会有详细的说明。

这里讨论的是在实验环境下的特殊情形。

1、调试后实验网络不同部分对输出底噪的贡献
首先对实验网络进行了反向链路的规范调试。

其中由于线路不长，BLE、MB 的反向输出加有11 dB 、14 dB的大衰减。

图十一为在BHA楼栋放大器的反向输入衰减出测得的实验分配网络噪声，相当平坦。

图十二为经过放大模块放大（模块增益为25 dB）后在BHA的反向输出衰减出测得的噪声。

因为RF网络已经按零dB增益调整的，其余放大器的输入输出情况差不多。

图十一：反向实验分配网络进入到BHA的图十二：经过放大模块后测得BHA
反向输入噪声反向输出噪声前面已经提到的图五为无RF信号（光信号）时的反向输出频谱，图六为有RF信号（光信号）时的反向输出频谱。

图五与图十二、图六对比不难发现，在实验分配网络的底噪频谱平坦且侵入噪声微弱情况下，光接收机自身贡献的底噪对实验网络底噪的汇聚噪声贡献最大。

由此推断，在现实网络中若RF通路的反向噪声频谱幅值与光接收机的底噪相差不大时，光接收机贡献的噪声不能忽视。

2、反向链路不进行调试情况下实验网络不同部分对输出底噪的贡献
用三种方式进行模拟：
A、RF链路不按零dB增益调整：取掉BLE、MB的反向输出大衰减
图十三为RF链路的反向输出频谱，比图十二测得的结果高许多。

图十四为前端光接收机的反向输出频谱，比图六仍然高15dB左右。

这种情况下RF链
路贡献的底噪是主要的。

图十三：RF链路的反向输出频谱图十四：前端光接收机的反向输出频谱
B、光接收机的增益不控制
为获得直观的效果，在RF网络进行规范调试后，提高光接收机增益12dB，测得光接收机的底噪频谱为图十五。

与图十二相比，此时光设备贡献的底噪无
疑是主要的。

C、峰值过高的载波信号造成的过激现象
为模拟较大的侵入噪声，用大幅度值的固定载波模拟侵入噪声，造成激光器出现过激削波现象，然后在光接收机测反向输出频谱见图十六，此时不仅频
谱形状改变，而且幅值相当高。

反向频谱的低端处在一个RF侵入噪声相当严
重的频段，有的固定载波有很高的峰值，为了尽量避免削波的产生，在RF链
路的调试中对低端采取过均衡，对抑制高幅度的侵入载波有较好效果。

图十五：提高光接收机增益12dB，图十六：激光器削波时测得的
测得光接收机的底噪频谱光接收机的底噪频谱
综合上述情况，我们认为反向链路必须按照规范调试，光接收机的增益必须严格控制，而激光器也要留有裕量，这是保证光链路、RF放大链路不成为
最大的噪声贡献源的前提。

第二部分：前端反向输出噪声频谱的实例分析
完成实验分析后，我们并没有急于到各个小区现场进行测量，而是直接去前端机房测量光接收机的反向输出情况，以便对目前网络噪声现状有一个总体概念。

需要分析的是目前前端反向输出噪声与RF链路及光接收机的底噪的统计关系。

因为我公司以往反向链路的增益均是按照GI公司提供的参考数据进行调试的。

因此就有必要分析修正调试参数后反向输出噪声的变化情况。

一、观察汇聚噪声频谱图
我们对前端75个小区的光接收机反向输出频谱进行了四种情况下的对比测量。

图一是光接收机在增益最低情况下无RF信号的底噪，图二是光接收机在增益最低情况下有RF信号的汇聚噪声，图三是光接收机在实际增益情况下无RF信号的的底噪，图四是光接收机在
实际增益情况下有RF信号的汇聚噪声。

对比这四种图有着重要的意义。

图一与图三的对比可知光接收机的增益调节及底噪贡献情况，图一与图二对比可知RF链路贡献的汇聚噪声强度，图二与图四对比可知至少在前端经过修正光接收机增益后汇聚噪声能改善的程度。

为此举三个比较典型的例子。

1、光接收机增益过大造成的情况
农林下路小区
图一图二
图三图四
图一与图三的对比可知光接收机的增益设置的很高，达到20dB，图一与图二对比可知汇聚噪声的主要贡献在于光接收机的底噪，图二与图四对比可知前端经过修正光接收机增益后汇聚噪声能改善的幅度达30dB。

控制解决这类汇聚噪声情况，只要调节好光接收机增益即可。

2、RF链路的汇聚噪声是主要贡献的情况
盘福路小区
图一图二。