合成孔径雷达宽带数字接收机技术研究

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合成孔径雷达宽带数字接收机技术研究3
史明霞,沈　汀
(中国科学院电子学研究所,　北京100080)
【摘要】　提出了一种适用于合成孔径雷达的宽带数字接收机的实现方法。

针对合成孔径雷达海量数据处理的特点,此宽带数字接收机采用了多相H ilbert数字变换的体系结构,通过此结构可以降低系统的吞吐量,满足系统实时性处理的要求。

【关键词】　合成孔径雷达;宽带数字接收机;多相H ilbert数字变换
中图分类号:T N958、T N957.5 文献标识码:A
I m plem en t a ti on of a Broad2band SAR D i g it a l Rece i ver
SH IM ing2xia,SHEN Ting
(I nstitute of Electr onics,China Acade m ic of Science,　Beijing100080,China)
【Abstract】　I n this p r opose,we p r ovide a feasible i m p lementati on of br oad2band S AR digital receiver.According t o the large data p r ocessing volu me of S AR,the receiver e mp l oys a fra me work based on multi phase H ilbert Transfor m,which can reduce the syste m thr oughput and meet real2ti m e p r ocessing require ment.
【Key words】synthetic aperture radar;br oad2band digital receiver;multi phase H ilbert digital transf or m
0　引　言
在雷达中频接收机中,传统的方法采用模拟器件来实现,其温度稳定性、指标精度较差。

由模拟方法产生的正交本振存在误差,两通道相位相差与要求的90°有所偏离,造成了两信道输出的幅相失衡。

随着模数转换器(A/D)的发展和数字信号处理速度的提高,以前的雷达模拟接收机逐渐改为由数字接收机来实现[1]。

数字接收机无需晶体视频检测器,直接采用高速A/D转换器对中频模拟信号进行采样,采样信号通过数字下变频和数字滤波方法分离出I、Q 两路数字基带信号,然后由数字信号处理器对基带信号进行处理。

中频直接采样的优点是设备量少,I、Q 幅相一致性好,并且幅相失衡易于控制,很好的解决了模拟接收机中通道失衡的缺陷。

1　模拟接收机
典型的模拟接收机结构如图1所示。

首先,接收到的高频回波信号经过滤波高放之后进行混频,将其变换到中频;然后,中频信号经过带通滤波器被分成两路,与相差为90°的两路正弦波相乘,正弦波的频率取中频信号的中心频率,该中心频率由本地振荡器得到;最后,两路信号经低通滤波滤除高频成分,分别送入两个模数转换器。

图1　模拟下变频接收收结构框图
该方法原理简单、应用成熟并且某些模块已集成化,是应用最为广泛的一种方法。

但其缺点也较为明显,如模拟器件较多,数字化程度不高,上下支路难以平衡等。

S AR系统的接收机对正交通道I、Q支路的幅相一致性有很高的要求。

理想情况下,要求I通道和Q通道的增益相等,通道之间的相位差为90°,直流漂移为零。

实际情况下,模拟器件特性的不一致、环境温度的变化、电源电压的变化和信号功率的变化等因素,会造成模拟正交解调存在直流漂移和I、Q通道的幅度不一致和相位不正交。

一般情况下,幅度不一致在1%～10%之间,相位不正交可达1°～5°。

在S AR 系统中,幅相误差和器件零漂,随温度的变化会产生镜像信号,造成系统性能的下降。

011
第28卷　第12期
　2006年12月
现代雷达
Modern Radar
Vol.28
　No.12
Dece mber2006
3收稿日期:2006207212 修订日期:2006211225
近几年来,高速高位A /D (Anal og 2t o 2D igital )变换技术、DSP (D igital Signal Pr ocessing )技术、FPG A (Field Pr o 2gra mmable Gate A rray )技术的飞速发展和普遍应用,使得直接对中频信号进行采样和数字处理成为可能[1]。

由于不存在模拟电路中的温度漂移、增益变化或直流电平漂移等现象,数字处理所得到的I 、Q 信号,其相位正交性和幅度一致性较好,稳定度高,在很大程度上提高了系统的性能。

2　合成孔径雷达的宽带数字接收机
2.1　结构
宽带中频带通采样数字接收机[2-3]
的结构框图如图2所示,该结构与常规的超外差接收机的结构相类似。

图2所示的数字接收机为宽带结构,配以后续信号处理的宽带中频结构,具有更好的波形适应性、信号带宽适应性以及可扩展性。

与常规的超外差接收机相比,
宽带中频带通采样数字接收机从性能上有了质的飞跃。

图2　宽带中频数字接收机结构框图
在图2所示的结构中,A /D 前的模拟预处理电路比较复杂,其主要的功能是把射频信号变换为适合于
A /D 采样的宽带中频信号。

在S AR 系统中,设载波频率为f 0=1GHz,带宽为
B =200MHz,根据带通采样定理,则采样率至少满足
f s ≥2B =400MHz
(1)
考虑到前置超宽带滤波器的矩形系数r ,并允许过渡带混叠,可令r =4,则有
f s ≥(r +1)f max =1GHz
(2)
其中f max 为高频窄带信号的最大频率。

通过相对复杂的射频前端把高频信号变换为中心频率适中、带宽适中的宽带中频信号后,给后续的A /D 采样
数字化大大减轻了负担。

这种结构的数字接收机不需要超高速采样,也无需高精度高工作带宽的采样保持放大器,是近期宽带数字接收机一种较为可行的方案。

2.2　数字化方案的选择及实现
A /D 变换后,I 、Q 两路数据的形成有多种数字化方
法,如傅里叶变换的数字正交化、低通滤波法、Hilbert 变换法、插值滤波法、多相滤波法和最小二乘方法等
[4-5]。

考虑到系统性能和实用化,S AR 宽带数字接收机可以采用Hilbert 变换法[6]。

首先,该方法在中频可以以很高的采样速率执行,使A /D 转换器更接近接收天线,所以该方法的数字化程度高;其次,该方法易于用FPG A /CP LD 器件实现;再次,该方法利用正弦函数的周期性去除载波,运算量较小,同时接收机的结构也可以得到简化;最后,该方法输入中频信号的载波频率可以有很大的变化范围,
这是其他数字化方法无法比拟的。

图3　希尔伯特变换法数字正交解调
H ilbert 变换法的实现框图如图3所示,将中频输
入信号的采样信号分成上下两路,一路信号经过延迟
单元,另一路信号经过希尔伯特变换网络,再经过变速和移相单元后即可获得正交基带数字信号。

设
s (t )=A (t )cos (w c t +θ1)
(3)
式中:A (t )为时变的幅度;w c 为载波角频率;θ1为初始相位。

设A /D 的采样频率为f s ,则转换器的输出
s (n /f s )=A (n /f s )cos (w c n /f s +θ1)
(4)
令y (n )=s (n /f s ),B (n )=A (n /f s ),则
y (n )=B (n )cos (w c n /f s +θ1)
(5)
其中f c =w c /2π为载波频率,将上式分解得
y (n )=B (n )cos (θ1)co s (2
πnf c /f s )-B (n )sin (θ1)sin (2
πnf c /f s )(6)
H ilbert 变换的频域传递函数为
H (e j w
)=
-j 0<w <π
j -π<w <0
(7)
上式说明信号经过H ilbert 变换以后,会产生一个
-90°的相移,则经过H ilbert 变换的输出信号为
y j (n )=B (n )co s (θ1)sin (2
πnf c /f s )+B (n )sin (θ1)cos (2
πnf c /f s )(8)
若f c 与f s 满足以下关系:f c =(k ±1/4)f s (k 为非负整数,k =0时仅取正)
将上式代入式(6)和式(8)得
y (n )=B (n )cos (θ1)co s (2
πkn ±πn /2)-B (n )sin (θ1)sin (2
πkn ±πn /2)(9)
y j (n )=B (n )co s (θ1)sin (2
πkn ±πn /2)+1
11第12期史明霞,等:合成孔径雷达宽带数字接收机技术研究
B (n )
sin (θ1)cos (2πkn ±πn /2)(10)上式中分别取正负号时,将会得到类似的结果。

方便起见,不妨只取正号
y (n )=B (n )cos (θ1)cos (πn /s )-B (n )sin (θ1)sin (
πn /2)=B (n )cos (θ1)(-1)k
,n =2k
-B (n )sin (θ1)(-1)k ,　n =2k +1(11)
y j (n )=B (n )cos (θ1)sin (πn /2)+B (n )sin (θ1)cos (
πn /2)=B (n )sin (θ1)(-1)k
,n =2k B (n )co s (θ1)(-1)k ,n =2k +1
(12)
当n 为偶数时(n =2k ),
y (n )=B (n )co s (θ1)(-1)k y j (n )=B (n )sin (θ1)(-1)
k
(13)
可见,对信号y (n )和y j (n )进行偶数值抽取或奇数值抽取,即可分离同相分量和正交分量,这是变速单
元完成的功能,再通过频移单元可以消除(-1)k
项。

另外,由于y (n )通过H ilbert 变换网络时会产生一定的延时,所以y (n )
信号须经过适当的延时以使得I 、Q 两路信号同步。

2.3　多相分解的并行结构
带通采样定理的应用大大降低了所需的采样速度,为后面的实时处理奠定了基础。

但是从高分辨率的S AR 系统要求来看,带通采样的带宽应该越宽越
好,这样对不同的信号会有更好的适应性。

要实现上述点就要提高采样频率f s ,另外,对一个频率很高的射
频信号采样时,如果抽取得太低,对提高采样量化的信噪比是不利的,所以在可能的情况下
,带通采样速率应该选得高一些,使瞬时采样带宽尽可能地宽。

在此S AR 宽带数字接收机中的A /D 采样频率达到了1GHz 。

然而随着采样速率的提高,带来的另外一个问
题就是采样后的数据流速率很高,导致后续的信号处
理速度跟不上,使其数据吞吐率太高,很难满足实时性需求,所以要求对A /D 后的数据流进行降速处理。

这里采用多相分解的体系结构实现对数据流的并行处理以达到降速的目的,其具体实现框图如图4所示。

图4　多相分解的并行结构
设接收到的回波信号为S (t ),A /D 采样之后的信
号为S (n )。

首先对S (n )进行N 路多相分解,以1/1GHz =1ns 为一个时间单位T ,接收到各路信号如下:
接收信号经过数字正交解调,N T 时间之后得到I 、Q 两路信号,然后将其寄存在寄存器中,在2N T 时刻对寄存器数据进行锁存,再将得到的N 路并行信号送往下级,进行匹配滤波处理。

通过多相H ilbert 变换、锁存处理后输出的信号流变为(以I 路信号为例):
时刻:2N T 4N T
6N T 8N T 10N T
…1路:I (0),I (N ),I (3N ),I (4N ),I (5N )…2路:I (1),I (N +1),I (3N +1),I (4N +1),I (5N +1)…3路:
I (2),
I (N +2),I (3N +2),I (4N +2),I (5N +2)
……
N 路:I (N -1),I (2N -1),I (4N -1),I (5N -1),I (6N -1)
…
通过多相分解并行处理结构,降低了对硬件运行速度的要求,将N 路信号通过H ilbert 变换网络,实现中频数字信号到正交基带数字信号的转变。

该方法大
大降低了数据率,有效地解决了后续低速数字信号处理芯片与高速A /D 数据率的矛盾。

多相分解将单路时钟为M 的信号,变为N 路时钟为M /N 的信号,其输出路数N 主要由两个因素决定:数据率转换系统所用器件的最大输入控制时钟C lk in 以及该器件的输入输出管脚数量L 。

若A /D 以1G Hz,16bit 采样,N 路串并转换后,占用了N ×16条数据线,每条数据线的时钟为1/N G Hz 。

在满足C lk in >1/N G Hz,L >16N 的情况下,N 才是一个合适的转换数。

3　仿真结果
在计算机上使用Matlab 进行仿真,将f s 与f c 匹配和不匹配时的两种输出结果分别进行匹配滤波处理,
(下转第115页)
211现代雷达28卷
图5　调制器输出71MHz 频谱图
数),频率间隔为100kHz,跳速为600跳/s,码速率为
150Kb /s,杂散分量≤-60d B ,完全可以实现低杂散和快速扩频。

6　结　语
本文讨论了利用AD9854芯片设计实现卫星数字调制器的设计思路与方案,该方案便于调试和改进,经过测试得到了较满意的测试结果,其性能指标满足通信载波的要求,是一种新型的、实用的数字调制器实现方案,在实际应用中效果良好,具有很好的推广价值。

参　考　文　献
[1]　唐　巍,刘文贵,张乃通.DDS 激励P LL 频率合成器的研
究[J ].遥测遥控,1999,20(2):42-46.
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Device I nc .,1999.
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生器设计[J ].西安邮电学院学报,2004,9(3):44-47.
田丽鸿　女,硕士,讲师。

从事电子信息及信号处理等相关课程的教学与研究。

于东海　男,教授。

从事无线电通信及信号处理的研究。

(上接第112页)
得到点目标的压缩图像如图5所示。

图5　点目标的压缩图像
载波频率为1GHz,带宽为B =200MHz 时,当采样频率分别为500MHz 与载波匹配时,点目标图像的
主瓣时宽为30.12μs,峰值旁瓣为-13.5d B ,匹配滤波之后的波形比较理想;当采样频率为750MHz 与载波达到最大不匹配时,较之于匹配时的压缩图像,中心频率右移,主瓣时宽变为43.46μs,峰值旁瓣为-9.3d B ,分辨率下降。

从仿真结果中可以看出,当f s 与f c
达到的匹配时,即f c /f s =k 时系统可以很好的实现接收数据的匹配压缩,当f s 与f c 不匹配则匹配压缩的指标降下降,但是由于采样频率可以有很大的变化范围,通过调节f s 与f c 之间的数值关系使之达到匹配,从而可以克服由于不匹配带来的影响。

4　结　语
数字化接收机采用了数字信号处理技术,不存在
模拟电路中的温度漂移、增益变化或直流电平漂移等现象,具备更好的性能。

数字化宽带接收机利用高速A /D 实现接收回波的数字化,通过多相分解的并行处
理结构,降低数据处理的速率,采用H ilbert 变换法实现数字正交解调,提高了系统的可靠性,从而使得S AR 宽带数字接收机的实现成为可能。

参　考　文　献
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成都:电子科技大学,1999.
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史明霞　1980年生,硕士。

研究方向为S AR 信号的高速处理。

沈　汀　1964年生,研究员。

研究方向为S AR 系统运动平台的控制。

5
11第12期田丽鸿,等:DDS 在数字卫星调制器中的应用。