三点式振荡电路介绍

三点式振荡电路
定义：三点式振荡器是指LC回路的三个端点与晶体管的三个电极分别连接而组成的反馈型振荡器。

三点式振荡电路用电感耦合或电容耦合代替变压器耦合，可以克服变压器耦合振荡器只适宜于低频振荡的缺点，是一种广泛应用的振荡电路，其工作频率可从几兆赫到几百兆赫。

1、三点式振荡器的构成原则
图5 —20 三点式振荡器的原理图
图5 —20是三点式振荡器的原理电路（交流通路）为了便于分析，图中忽略了回路损耗，三个电抗元件
be ce bc X X X 、和构成了决定振荡频率的并联谐振回路。

要产生振荡，对谐振网络的要求：？
必须满足谐振回路的总电抗0be ce bc X X X ++=，回路呈现纯阻
性。

反馈电压f u g 作为输入加在晶体管的b 、e 极，输出o u g
加在晶体管的c 、e 之间，共射组态为反相放大器，放大
器的的输出电压o u g 与输入电压i u g （即f u g ）反相，而反馈
电压f u g 又是o u g
在bc X 、be X 支路中分配在be X 上的电压。

要满足正反馈，必须有 ()be be f o o be bc ce X X X X X u u u ==-+g
g g （5.3.1）
为了满足相位平衡条件，f u g
和o u g
必须反相，由式（5.3.1）可知必有0be ce X X >成立，即
be X 和ce X 必须是同性质电抗，而
()bc be ce X X X =-+必为异性电抗。

综上所述，三点式振荡器构成的一般原则：
（1） 为满足相位平衡条件，与晶体管发射极相连
的两个电抗元件be X 、ce X 必须为同性，
而不与发射极相连的电抗元件bc
X 的电
抗性质与前者相反，概括起来“射同基
反”。

此构成原则同样适用于场效应管电路，对应
的有“源同栅反”。

（2） 振荡器的振荡频率可利用谐振回路的谐振频率来估
算。

若与发射极相连的两个电抗元件be X 、ce
X 为容性的，称为电容三点式振荡器，也称为考比兹振荡器(Colpitts)，如图5 —21（a ）所示；
若与发射极相连的两个电抗元件be X 、ce
X 为
感性的，称为电感三点式振荡器，也称为哈特莱振荡器(Hartley)，如图5 —21（b ）所示。

图5 —21 电容三点式与电感三点式振荡器电路原理图
三点式振荡器的性能分析
1电容三点式振荡器—考毕兹（Colpitts ）振荡器
图1给出两种电容三点式振荡器电路。

图中12b b R R 、和e R 为
分压式偏置电阻，
图1 电容三点式振荡器电路
图（a ）电路中，三极管发射极通过E C 交流接地，是共射组态；
图（b ）电路中，三极管基极通过b C 交流接地，是共基组态。

组态不同，但都满足“射同基反”的构成原则，即与发射极
相连的两个电抗性质相同，不与发射极相连的是性质相异的
电抗。

高频耦合和旁路电容(b c C C 、和E C )对于高频振荡信号可近似
认为短路，旁路和耦合电容的容值至少要比回路电容值大一
个数量级以上。

12L C C 、和构成并联谐振回路，12C C 和称为回路电容(也工作电
容)。

2电容三点式振荡器电路的起振条件
以图5 —22（b）所示共基组态的电容三点式电路为例分析起振条件。

(a)高频交流等效电路
画高频振荡回路之前应仔细分析每个电容与电感的作用，应处理好以下问题：
画高频振荡回路时，小电容是工作电容, 大电容是耦合电容或旁路电容, 小电感是工作电感, 大电感是高频扼流圈。

画等效电路时保留工作电容与工作电感, 将耦合电容与旁路电容短路, 高频扼流圈开路, 直流电源与地短路,通常高频振荡回路是用于分析振荡频率的，一般不需画出偏置电阻。

判断工作电容和工作电感, 一是根据参数值大小。

电路中数值最小的电容(电感)和与其处于同一数量级的电容(电感)均被视为工作电容(电感), 耦合电容与旁路电容的数值往往要大于工作电容几十倍以上, 高频扼流圈的电感数值远远大于工作电感；
二是根据所处的位置。

旁路电容分别与晶体管的电极和交流地相连，旁路电容对偏置电阻起旁路作用；
耦合电容通常在振荡器负载和晶体管电路之间，起到高频信号耦合及隔直流作用。

这两种电容对高频信号都近似为短路。

工作电容与工作电感是按照振荡器组成法则设置的。

高频扼流圈对直流和低频信号提供通路, 对高频信号起阻
隔作用。

图1（b ）的交流等效电路
图5 —24（a ）电容三点式交流等效电路
(b) 起振条件和振荡频率
起振条件包括振幅条件和相位条件。

起振的相位条件已由“射同基反”满足。

判断能否起振要解决的关键问题就是推出反馈放大器的环
路增益)(ωj T 。

()()()T j osc T j AF T e ϕωωω==&&。

振荡器起振的振幅条件()1OSC T A F AF ω==>g g
推导环路增益)(ωj T 时，需将闭合环路断开。

断开点的选择并
不影响)(ωj T 表达式的推导，断开点的选择一般以便于分
析为准则，通常选择在输入端，
① 环路断开后的等效电路（在这部分将给出一系列推导
)(ωj T 的等效电路）
本题在图5 —24所示的×处断开，断开点的右面加环路的输
入电压i V ，断开点的左面应接入自左向右看进去的输入阻抗
i Z ，如下图（a ）所示。

图中eo R 是并联谐振回路12L C C 、和的谐振电阻，
00e osc R LQ ω≈，式中0Q 为回路固有品质因素。

可见由断开处向右看进去的输入阻抗
'////i e e b e Z R r j C ω=
②将共基组态的晶体管用混合π型等效电路表示。

当振荡频率远小于管子的特征频率T f 时，可忽略'ce bb r r 、和'b c C ，得到如图5 —25（b ）所示的晶体管等效电路。

③可画出断开环路后的等效电路如下图（c ）所示。

图中虚线框内是晶体管共基极组态的简化等效电路, e r 为共基放大器的输入电阻,
(1)(5.3.2 1b e e b e e r r r r ββ
''=⇒=++）
b e r '为发射结电阻，β为共射组态时晶体管的低频放大倍数。

因为在放大区，发射结总是正偏的，所以，b e r '通常很小，一般在几百欧以下。

=,(1)m b e m e g r g r βββ'=+而
11,()26mv =()
m C e
e EQ g g r r I mA β>>∴≈ΩQ 跨导而共基放大器的输入电阻 （） 将输出回路的等效电路简化为如图5 —25（d ），以便求出基本放大器的增益A 和反馈系数F ，最终得到环路增益
()OSC T ω。

图中2
2b e C C C ''=+，输入阻抗i Z 对谐振回路的接入系数
1'
22C n C C =+，
1f f V V n
'=&& 通常e e r R <<，所以有2211(//)e e e e r r R r n n '=≈
由图5 —25（d ）可简化为图（e ），
图中的电导 L i G g g ''=+ 其中1L L
g R '=' '21i i e g n g r ==' 0//L L e R R R '= 图中的电纳 1B C L ωω=-
式中 12121212
C C C C C C C C C '=≈'++（其中222b e C C C C ''=+≈）
由图（e ）可知 m i f g V V G jB '=+&&=⨯（电压电流电阻）
d f f
f V nV V '='&&& 而其中为集电极回路两端的电压，如图（）所示
反馈系数 112C F n C C ==+
环路增益
'()1()f f o m m i o i L i V V V ng ng T j A F V V V G jB g g j C L ωωω=====+'++-g g
&&&&&&当回路发生谐振时，()T j ω分母的虚部为零，即可得到振荡器的振荡角频率为：
1osc ω= （5.3.3） 令()1T ω>，即可求得振幅起振的条件：
'()1m osc L
i ng T AF g g ω==>'+ （5.3.4） 上式可改写为211()m L i L i g g n g g ng n n
''>+=+ （5.3.5 a ） 或 21m L
i g n g n g >'+g （5.3.5 b ）
由图5 —25（c ）可知，2i n g 是i g 经电容分压器折算集电极
输出回路上的电导值。

谐振回路谐振时，集电极输出回路的总电导为2L i g n g '+，
回路谐振时，放大器的电压增益A
2()m
L
i g g n g '+，n 是接入系数，也就是反馈系数。

如何设置电路参数，满足振幅起振条件？
由式（5.3.5 b ）可知，要满足振幅起振条件应增大
A 和F ，
但增大F （F n =），2i n g 也随之增大，必将造成A 减小；反之，减小F ，虽能提高A ，但不能增大()osc
T ω，因此要使()osc T ω较大，必须合理选择F 值。

一般要求
()osc T ω为3～5，F 的取值一般为1182
:。

另外，提高三极管集电极电流CQ I ，可增大m g ，从而提高A ，但
是CQ I 不宜过大，否则，1()i m e
g g r ≈=会过大，造成回路有载品质因数过低，影响振荡频率稳定度。

一般CQ I 取值15mA :。

通常选用5T osc f f >，1L R K >Ω，反馈
系数
F取值适当，一般都能满足振幅起振条件。

（3）工程估算法求起振条件和谐振频率
通过上述分析可知，采用工程估算法，可大大简化起振条件的分析。

现将基本步骤归纳如下：
①选择断开点，画出推导()
T jω的高频等效电路；
②求出谐振回路的
osc
ω（近似由谐振回路决定）；
③将输入阻抗中部分接入电阻折算到集电极输出回路中。

求出谐振回路谐振时基本放大器的增益A和反馈系数F
（通常就是接入系数n），便可得到振幅起振条件；其中
A=输出电压输入电导
＝
输入电压输出回路电导，
f
o
V
F
V
=
反馈电压
＝
输出电压
3 电感三点式振荡器—哈特莱（Hartely）振荡器
图5 —26电感三点式振荡器电路
图（a）中，三极管发射极通过
E
C交流接地，是共射组态；
图（b）中，三极管基极通过
B
C交流接地，是共基组态。

尽管两个振荡电路的组态不同，但都满足“射同基反”的构成原则，即与发射极相连的两个电抗性质相同，不与发射极相连的是性质相异的电抗。

电路简单分析：图中12B B R R 、和E R 为分压式偏置电阻，B c C C 、和E C 为高频耦合和旁路电容，对于高频振荡信号可近似认为短路，c R 为集电极限流电阻，L R 为输出负载电阻，12C L L 、和构成并联谐振回路。

电感三点式振荡器电路的起振条件
前面电容三点式振荡器是以共基组态为例进行分析的， 电感三点式将以图5 —26（a ）所示共射组态为例分析
因电感三点式振荡器应用较少，尤其在集成电路中更为少见，故只对其进行简单分析，给出一些结论作为参考。

（a ）交流等效电路
图5 —27共射电感三点式交流等效电路
(b) 起振条件和振荡频率
共射组态的晶体管的等效电路
将共射组态的晶体管用Y 参数等效电路表示。

当振荡频率远小于管子的特征频率T f 时，可忽略晶体管正向传输导纳的
相移，fe y 可近似等于晶体管的跨导m g ，电路中忽略了晶体管的内部反馈，即0re y ，不考虑晶体管输入和输出电容的影响，得共射组态的晶体管用Y 参数等效电路
图5 —28（a ）给出高频微变等效电路。

图5 —28（b ）为断开环路后的等效电路，
图中虚线框内是晶体管共射极组态的简化等效电路, ie g 为共射放大器的输入电导，
oe g 为输出电导，
''0()L L L g g g g =+为输出负载回路等效电导，
其中0g 为谐振回路谐振电导。

振荡电路的反馈系数
2121f o V L M F L L V L M +==+反馈电压＝（与之间有互感）输出电压 2121L F L L L =（与之间无互感）
F 取值过小，不易起振；F 过大，管子的输入阻抗会对谐振回路的Q 值及频率稳定性产生不良影响，并使振荡波形失真，严重时致使电路无法起振。

为了兼顾振荡的起振条件
和各项质量指标，通常取11
82:。

放大器增益的幅值
o m i V g A V g ∑==输出电压＝输入电压
其中
2oe L ie g g g n g ∑'=++ n 为接入系数，其值等于反馈系数。

振幅起振条件 1AF >，
即 21m m oe L
ie g g AF n n g g g n g ∑==>'++ 上式可改写为
1()m ie oe L g ng g g n
'>++ （5.3.6） 振荡频率的近似计算式为
1
osc ω= （5.3.7） 式中12122L L L M
M L L =++为与的互感。

4 三点式振荡器性能比较
电容三点式的优点 由于反馈电压取自电容，而电容对晶体管的非线性产生的高次谐波呈现低阻抗，能有效地滤除高次谐波，因而输出波形
好。

晶体管的极间电容与回路电容并联，可并入回路电容中考虑。

若直接用极间电容代替回路电容，工作频率可大大提高。

其缺点是反馈系数与回路电容有关。

如果用改变电容的方法来调整振荡频率，将改变反馈系数，甚至可能造成电路停振。

电感三点式是通过改变电容的来调整频率，基本上不会影响反馈系数F。

但是电路能够振荡的最高频率较低，因为电感三点式电路中，晶体管的极间电容与回路电感并联，高频工作时，可能会改变支路电抗特性，破坏相位平衡条件而无法振荡。

另外，由于反馈电压取自电感，而电感线圈对高次谐波呈高阻抗，使输出中含有较大的谐波电压，导致输出波形失真较大，波形较差。

5克拉泼（Clapp）振荡电路
因为考比兹(Colpitts)振荡器存在不足，有必要对其进行改进，所以产生了——克拉泼（Clapp）振荡电路
考比兹(Colpitts)振荡器虽然有电路简单，波形好的优点，在许多场合得到应用，但从提高振荡器频率稳定性的角度考虑，电容三点式振荡器存在以下需要完善的不足之处。

原因：晶体管的极间电容直接和谐振回路电抗元件并联，极间电容（即结电容）是随环境温度、电源电压和电流变化的不稳定参数，它的变化会导致谐振回路谐振频率的变化，因为振荡器的振荡频率基本上由谐振回路的谐振频率决定，回
路谐振频率的不稳定，将直接影响振荡器频率的稳定性。

结果：三点式振荡电路的频率稳定性不高。

一般在3
10-量级，为提高频率稳定度，必须设法减小晶体管极间电容的不稳定性对振荡器频率稳定度的影响，
改进的方法：串联改进型电容三点式振荡器—克拉泼（Clapp ）振荡电路。

图5 —28克拉泼振荡电路
图（a ）给出克拉泼振荡器的实用电路，
与普通电容三点式(Colpitts)电路相比，其区别仅在于b-c 间的电感支路串入一个小电容3C ，满足
3132,C C C C <<<<，这就是串联改进型电路命名的来由。

图（b）是其高频等效电路。

①克拉泼振荡电路的组态：
图中输入端（反馈接入端）与发射极相连，输出回路与集电
C接地，所以电路为共基组态。

极相连，基极通过旁路电容b
②用于分析振荡频率的简化等效电路图5 —29
该电路满足“射同（1C 、2C ）基反（3L C 、串联呈现感抗）。

③振荡频率的分析
振荡频率由选频回路决定，选频回路由
1
122,ce be C C C C C C ’'
（=+）（=+）和3C 串联，再与L
并联构成。

谐振回路的总电容
123123
1111111ce be C C C C C C C C C ∑=++=++++’’
满足
3132,,ce be C C C C C C <<+<<+
所以有
3C C ∑≈ 注意：串联电容的总电容取决于小电容，而并联电容的总电容取决于大电容。

振荡器的振荡频率
11
osc
f ≈≈
（5.3.8）
结论：由式（5.3.8）可知：当满足123
,C C C <<时，osc f
几乎不受晶体管极间电容（即输入输出电容）的影响，3C 越小，晶体管极间电容对振荡频率的影响就越小。

电路的频率稳定性就越好。

实际电路设计中谐振回路中元件的取值规则 根据需要的振荡频率确定
3L C 、的值，12C C 、的取值
应远大于3C 。

仅从振荡频率的稳定度考虑，3C 越小越好，但3C 过小会影响振荡器的起振。

计算晶体管对输出回路的接入系数（VIC ）
计算该接入系数的目的是计算晶体管输出回路的等效电阻，以便计算放大器的增益。

由图5 —30可知，晶体管输出回路的两个端点c 、b 对谐振回路A 、B 两端的接入系数
12112
1233121111111()
cb
AB
u C C n C C u C C C C C C ωωωωω+=
==
++++（5.3.9） 注：对谐振回路的接入系数以电感为基准。

图5 —30 接入系数与等效负载计算示意图
谐振回路A 、B 两端的等效电阻0//L L e R R R '
=，
将
L
R
'折算到输出回路c 、b 两端，对应的阻抗为
''L R
221123121
()1()
L L L R n R R C C C C C "''
==+
+ （5.3.10） 结论：由式（5.3.10）可知，
3T L C R A ω⇒⎧⎪↓⎨"⇒↓⎪↵⎩
⇒↓⇒↓
⇒对改善振荡器的稳定性有力（是共基放大器的等效负载）共基放大器的增益环路增益()无法起振
对于Colpitts 振荡器而言，其共基电路的等效负载就是L R '。

Clapp 振荡电路是以牺牲环路增益的方法来换取回路振荡频率稳定性能的改善。

综上分析，Clapp 振荡电路有以下几点不足： ⅰ）在减小3C 以提高振荡频率
osc f 的同时，使环路增益减小，
减小到一定程度会导致电路无法起振，这就限制了振荡频率
osc f 的提高；
ⅱ）Clapp 振荡电路不适合作波段振荡器。

波段振荡器要求振荡频率在一定区间内可调，且输出信号的振荡幅值基本保持不变。

由于Clapp 电路是通过改变3C 来调节振荡频率的，根据式（5.3.10）可知，3C 的改变，导致L R "变化，致使共基电路的增益变化，最终导致输出信号的幅值发生变化，使所调波段频率范围内输出信号的幅度不平稳。

所以Clapp 电路可以调节的频率范围不够宽，只能用作固定
振荡器或波段覆盖系数（max
min
osc osc f f ＝）较小的可变频率振荡器。

一般Clapp 电路的波段覆盖系数为1.2～1.3。

6西勒（Seiler ）振荡电路
在对Clapp 振荡电路的不足之处进行改进的基础，产生了西勒电路。

图（a ）给出Seiler 振荡电路的实用电路，
Seiler 电路是在克拉泼电路中的电感Ｌ两端并联了一个可变小电容4C ,且满足1C 、2C 远大于3C ，这就是并联改进型电路命名的来由。

图（b ）是其高频等效电路。

Seiler 振荡电路的回路总电容C ∑ 由123,,C C C 串联，再与4C 并联构成。

434
123
1
111C C C C C C C ∑=+≈+++ （5.3.11） 振荡器的振荡频率
3411()osc
LC L C C ω∑==
+ （5.3.12）
晶体管c 、b 两端对谐振回路A 、B 两端的接入系数 图5 —32 计算接入系数与等效负载的结构示意图
结论：晶体管c 、b 两端对谐振回路A 、B 两端的接入系数与Clap 电路的完全相同。

由图5 —32可知，晶体管c 、b 两端（输出回路的两个端点）对谐振回路A 、B 两端的接入系数与式（5.3.9）表示的完全相同。

当通过调节4C 来改变振荡频率时，不会影响回路的接入系数，也就是说，通过调节4C 来改变振荡频率时，输出回路c —b 端的等效负载
''L
R
不会随之变化，共基电路增益也保持
不变，所以在波段范围内输出信号的幅值基本保持不变，振幅的稳性较好。

且调谐电容4C 直接与电感L 并联，所以对回路的谐振频率影响较大，使西勒电路的调谐带宽较Clap 电路
大。

Seiler电路可用作波段振荡器，其波段覆盖系数可达
C来提高振荡频率时，不会1.6~1.8左右。

另外，通过减小4
影响环路增益和振荡器的起振，因此，Seiler电路适合于更高频段的振荡器。