光伏逆变器的调制方式分析与直流分量抑制

第30卷第9期中国电机工程学报V ol.30 No.9 Mar.25, 2010
2010年3月25日Proceedings of the CSEE ©2010 Chin.Soc.for Elec.Eng. 27 文章编号：0258-8013 (2010) 09-0027-06 中图分类号：TM 46 文献标志码：A 学科分类号：470⋅40
光伏逆变器的调制方式分析与直流分量抑制
刘鸿鹏，王卫，吴辉
(哈尔滨工业大学电气工程及自动化学院，黑龙江省哈尔滨市 150001)
Modulation Mode Analysis and Suppressing DC Current of PV Inverter
LIU Hong-peng, WANG Wei, WU Hui
(School of Electrical Engineering and Automation, Harbin Institute of Technology, Harbin 150001, Heilongjiang Province, China)
ABSTRACT: Due to the small size, high efficiency and low cost, single-phase transformerless full-bridge inverter is widely used in low-power photovoltaic (PV) grid-connected systems. In bipolar PWM (pulse width modulation) modulation, no changes appear in the common-mode and no common-mode current is generated. However, this modulation mode would not prevent the injection of DC current into the grid. Therefore, a new control algorithm is proposed in this paper. The algorithm uses two compensation links to suppress the DC components, which were caused by pulse width imbalance in PWM process and the error in the actual current measurement. Without adding auxiliary circuit, the algorithm occupied a few control chip resources. Experimental results demonstrate the availability and correctness of the theoretical analysis and algorithm.
KEY WORDS: photovoltaic (PV) systems; transformerless full-bridge inverter; modulation mode; common-mode current; DC components
摘要：单相无变压器型全桥并网逆变器由于体积小、效率高、造价低，被广泛地应用于低功率光伏并网系统中。

在双极性脉宽调制方式下，全桥逆变器的共模电压恒定，不产生共模电流。

但此调制方式不能消除输出电流的直流分量。

为此，提出一种新的控制算法来抑制直流分量的输出。

该算法使用2个补偿环节分别抑制由于调制脉宽不对称和并网电流检测误差导致的直流分量，无需增加外围硬件电路，且所增加的环节只占用很少的控制芯片资源。

实验结果证明了理论分析和算法的正确性。

关键词：光伏并网系统；无变压器型全桥逆变器；调制方式；共模电流；直流分量
0 引言
能源短缺是当今世界面临的重大问题，研究开
基金项目：哈尔滨市科技创新人才研究专项基金项目(2008RFXXG007)。

Project Supported by Harbin Scientific Research Innovation Talents Foundation (2008RFXXG007).发可再生能源发电系统具有重要意义[1-6]。

目前有可能实用化的绿色可再生能源有太阳能、水能、风能、燃料电池、地热、生物质能，其中利用太阳能的光伏发电技术正逐渐成为人们关注的焦点[7-14]。

光伏并网发电系统主要由光伏阵列模块、逆变器、交流滤波和电网组成。

逆变器是连接光伏阵列模块和电网的关键部件，用以实现控制光伏阵列模块运行于最大功率点和向电网注入正弦电流两大主要任务[15-16]。

并网型逆变器的研究主要集中在进一步提高效率，降低造价。

同时，系统的电磁兼容、安全性、可靠性和监控功能也获得越来越多的重视[17]。

为了提高效率和降低成本，人们提出了无变压器隔离的逆变器，并且在低功率(小于5kW)的场合下得到了广泛的应用。

然而，由于没有变压器隔离，光伏阵列模块和电网之间存在电气连接。

如果逆变器具有可变的共模电压，在光伏阵列模块和地之间会产生漏电流，威胁人身安全，并产生电磁干扰。

电网公司不希望将有较大输出直流分量的逆变器连接到电网上，因为注入电网直流分量可以使变电所变压器工作点偏移，导致变压器饱和；增加电网电缆的腐蚀；导致高的初级电流峰值，可能烧毁输入保险，引起断电；甚至可以增加谐波分量。

为了消除直流分量，一种可能的方法是在逆变器中加入一个隔直电容，并且这个电容在50Hz频率处必须呈现低阻抗，因此电容值会很大，并会增加系统成本。

另一种抑制直流分量最简单的方法是在并网逆变器和电网之间连接一个工频变压器，但其体积大、功耗大、价格高。

很少有逆变器拓扑结构具有消除直流分量的特点。

其中，半桥逆变器的应用最为广泛[18-19]。

在逆变器的任何开关状态中，电流通路中总存在一个
28 中 国 电 机 工 程 学 报 第30卷
电容，因此阻断了输出电流的直流分量。

但是，与全桥逆变器相比，半桥结构需要更高的直流输入电压。

如果逆变器输出端电压为交流220 V ，半桥逆变器的输入电压应为760 V 左右，这就需要使用更高耐压等级的开关管，影响了开关频率，增加了开关损耗。

全桥逆变拓扑结构具有很好的性价比，在已存在的功率拓扑中得到了广泛应用，但是必须解决直流分量的问题。

本文分析了无变压器隔离型全桥并网逆变器，在单极性和双极性调制方式下，共模电流和直流分量产生的机理。

结合并网逆变器的控制算法，提出一种新型消除直流分量的方法。

该方法无需增加外围硬件电路，只需在原来并网控制算法基础上增加2个补偿环节即可实现，且所增加的环节只占用很少的控制芯片资源。

实验结果验证了算法的有效性。

1 共模电流和直流分量分析
1.1 共模系统分析
因为没有工频变压器的隔离，在光伏阵列模块和电网之间存在电气连接，从而会产生共模谐振电路，具有较大的漏电流，危害人身安全。

通过在谐振电路中加入阻尼元件，漏电流可以减小甚至消除。

如图1所示，在光伏阵列和地之间存在一寄生电容C PVg ，50~150 nF/kW ，在潮湿环境或雨天会达到200 nF/kW ；Z g 为逆变器地连接点和电网之间串联电阻；L 1、L 2为滤波电感；C dm 为差模滤波电容；L cm 、C cm 为共模滤波器件。

g
U PV
图1 无变压器隔离型全桥逆变器共模电流
Fig. 1 Common-mode currents in a transformerless full-bridge inverter
本文使用共模和差模的概念分析漏电流。

瞬时的共模电压u cm 是逆变器输出与公共参考点N 之间电压的平均值，其表达式为
cm 2
AN BN
u u u += (1)
差模输出电压u dm 为逆变器输出之间的电压，其表达式为
dm AN BN u u u =− (2)
在光伏系统中，寄生电容C PVg 和串连电阻Z g 为漏电流i cm 提供了电气通路。

i cm 不仅取决于共模电压，还受其它电压源和系统寄生参数决定。

为了将逆变器输出与点N 之间的电压u AN 、u BN 用共模电压和差模电压表示，得到全桥逆变器差模、共模电压的等效电路，如图2所示。

光伏阵列模块和全桥逆变器
图2 无变压器全桥逆变器差模、共模电压等效电路
Fig. 2 Equivalent circuit of differential and
common-mode voltage in
a transformerless full-bridge inverter
电网电压影响光伏逆变器与地之间的寄生电容，但考虑到电网是低频50 Hz 的电压源，因此对共模电流的影响可忽略。

甚至可以认为差模电容C dm 也不影响共模电流。

图3为共模电流的等效电路，其中u 12是由差模阻抗的不对称产生的电压源，并有
2112dm 1212
122()
//L L u u L L L L L
−⎧
=⎪+⎨
⎪=⎩
(3)
u cm
C PV 图3 共模电流等效电路
Fig. 3 Equivalent circuit of common-mode currents
即使逆变器不产生共模电压u cm ，共模电流也可能不为零。

为了方便分析，引入总共模电压u tcm 。

21
tcm cm dm 122()L L u u u L L −=++ (4)
1.2 全桥逆变器的共模电流分析
全桥逆变器的调制方式分为单极性脉宽调制 (pulse width modulation ，PWM)和双极性PWM 调制。

单极性PWM 调制时的相应波形如图4所示。

第9期 刘鸿鹏等：光伏逆变器的调制方式分析与直流分量抑制 29
在电网电压的正半周期，开关管VT 1保持导通，而VT 2保持断态，VT 3和VT 4交替通断，共模电压u cm 以U PV 和U PV /2交替变化。

在电网电压的负半周期，开关管VT 2保持导通，而VT 1保持断态，VT 3和VT 4交替通断，共模电压u cm 以0和U PV /2交替变化。

假设滤波电感L 1和L 2相等，其相应的总共模电压u tcm 为
2
1
tcm cm dm cm 122()
const 2
AN
BN
L L u u u u L L u u −=+==++≠ (5)
500
−500
t /s
(a) u AB 波形
0.30 0.32 0.34
u A B /V
20 0
−20
t /s (b) i g 波形
0.30 0.32 0.34
i g /A
t /s
(c) u cm 波形
0.30 0.32 0.34
u c m /V
200
400
图4 单极性调制方式下A 、B 间电压、并网电流
和共模电压的仿真波形
Fig. 4 Voltage across A and B , grid current and common-mode voltage with unipolar PWM
在单极性调制方式下，共模电压是变化的，会产生共模电流，因此，此调制方式一般应用于具有变压器隔离型全桥逆变器拓扑结构。

双极性PWM 调制时的相应波形如图5所示。

对角开关管VT 1、VT 4和VT 2、VT 3以开关频率交替开关。

在电网电压正半周，VT 1、VT 4导通，电 压u AB =U PV ，电感电流线性增加；VT 1、VT 4关断，电压u AB =−U PV ，电感电流减小。

在电网电压负半周，VT 2、VT 3导通，电压u AB =−U PV ，电感电流线性减小；VT 2、VT 3关断，电压u AB =U PV ，电感电流增加。

在双极性调制方式下，如果认为滤波电感L 1、L 2相等，则共模电压恒定，不会产生共模电流。

500 0−500
t /s
(a) u AB 波形
0.30
0.32 0.34u A B /V
20 0−20t /s (b) i g 波形
0.30
0.32 0.34i g /A
t /s
(c) u cm 波形
0.30
0.32 0.34u c m /V
50250150
图5 双极性调制方式下A 、B 间电压、并网电流
和共模电压仿真波形
Fig. 5 Voltage across A and B , grid current and common-mode voltage with bipolar PWM
相应的总共模电压u tcm 为
PV 21tcm cm dm cm 122()22AN BN u u U L L
u u u u L L +−=+===+ (6)
因此，双极性PWM 调制方式适用于无变压器
隔离型全桥逆变器拓扑结构。

1.3 全桥逆变器输出电流直流分量分析
逆变器输出直流分量可由以下因素引起：功率开关管导通和关断时间不对称；PWM 调制过程中脉宽不平衡；驱动信号不匹配；并网电流检测误差。

单极性调制和双极性调制都无法消除逆变器输出电流的直流分量。

以双极性PWM 调制方式为例，分析逆变器输出直流分量。

为了方便分析输出电流的直流分量，定义一个开关周期内A 、B 之间电压平均值。

在电网电压正半周期，有
12
12on,VT S on,VT PV PV S S
PV on,VT on,VT S [()/1]AB t T t u U U T T U t t T −=−=
+− (7)
在电网电压负半周期，有
21
12on,VT S on,VT PV
PV S S
PV on,VT on,VT S [1()/]
AB t T t u U U T T U t t T −=−+=−+ (8)
30 中 国 电 机 工 程 学 报 第30卷
因此，输出并网电流为
S
g g 0()d T AB i u u t =−∫ (9)
由式(7)~(9)可知：当开关管导通和关断的时间不对称，调制的脉宽不对称，且驱动信号不匹配的情况下，输出电流中会有直流分量。

另外，并网电流传感器的零点漂移是产生直流分量的另一个主要因素，因此，在应用于无变压器隔离型全桥逆变器拓扑结构，必须解决输出电流直流分量的问题。

2 抑制输出直流分量的控制算法
单极性PWM 调制下，文献[20]提出了一种电流采样方法来抑制输出电流的直流分量：此方法将电流霍尔器件放在直流母线的高压侧，而不是放在全桥的输出端；将导通阶段的采样电流减去续流阶段的采样电流，从而得到校正后采样电流。

此方法测量开关管导通阶段的母线电流值，因此在小占空比时，算法的准确性会降低。

另外，此方法也不适用于双极性PWM 调制方式。

根据1节对输出电流直流分量产生机理的分析，本文提出了由2个补偿环节组成新的并网控制算法，其控制框图如图6所示。

此方法既适用单极性调制方式又适用双极性调制方式。

U 图6 直流消除控制算法框图
Fig. 6 Control algorithm of eliminating DC component
逆变器的电流传感器有一定的零点漂移，即输入一个上下对称的正弦波时，其输出信号有一个直流偏置，如果这个偏置是正值，那么通过电流
环修正，就会使逆变器的输出产生一个负的直流分量，反之亦然。

利用这一理论，就可得到输出电流直流分量消除的控制方法。

其基本思想是：将输出电流中的直流分量，通过补偿控制1后，以负反馈的形式引入到并网电流给定中，目的是产生类似于电流传感器零点漂移的作用。

如果逆变器的输出电流中有正的直流分量，将这个补偿负反馈加到并网电流给定中后，就会通过电流环
的作用，降低输出电流的直流偏置，达到消除输出直流分量的目的。

为了消除由调制脉宽不对称引起的直流分量，在并网控制中加入一个补偿环节。

通过检测并计算PWM 调制信号前一个工频周期的直流分量，可计算获得每个开关周期调制波的平均直流分量。

通过补偿控制2，以负反馈的形式引入到本工频周期的调制信号u con 中，从而得到新的调制信号u sin 。

3 实验结果
本文采用无变压器隔离型单相全桥并网逆变器拓扑结构，设计了一台额定功率为1 kW 的实验样机。

控制芯片为IRMCK143，电网电压为交流 220 V ，工频为50 Hz
，开关频率为16.6 kHz 。

如图7所示，在双极性调制方式下，共模电压u cm 稳定在190 V ，因此不会产生共模电流。

图8为电压u AN 、u BN 的波形，它们以0和U PV 电平交替
u c m (100 V /格)
t (2.5 ms/格)
图7 共模电压u cm 波形
Fig. 7 u cm
u A N (100 V /格)
t (100 µs/格)
u B N (100 V /格)
图8 电压u AN 、u BN 的波形 Fig. 8 Waveform of u AN and u BN
第9期 刘鸿鹏等：光伏逆变器的调制方式分析与直流分量抑制 31
变化，并且电平互补。

图9为逆变器输出端A 、B 之间的电压，以U PV 和−U PV 交替变化，符合双极性调制规律。

由图10可见，并网输出电流i g 是与电网电压同频、同相的正弦波。

图11为全桥逆变器效率曲线，最大的效率为92.99%。

图12为直流分量输出曲线，与不采用直流分量抑制算法相比，本文提出的算法明显减小了输出电流的直流分量。

t (2.5
ms/格)
u A B (100 V /格)
图9 电压u AB 的波形
Fig. 9 Waveform of u AB
t (10 ms/格)
i g (100 V /格)
u g (100 V /格)
u g
i g
图10 并网电流和电网电压波形
Fig. 10 Waveform of output current and grid voltage
η/%
P o /W
图11 无变压器隔离的全桥逆变器效率曲线
Fig. 11 Efficiency of the transformerless
full-bridge inverter
i d /m A
P o /W
图12 逆变器输出直流分量曲线
Fig. 12 Inverter output DC current component
4 结论
本文通过分析单相无变压器隔离型全桥并网逆变器的单极性与双极性调制工作原理，得出在双极性PWM 调制方式下，逆变器的共模电压恒定不变，从而不产生共模电流，因此，此调制方式适用于无变压器隔离型全桥逆变器拓扑结构。

结合并网逆变器控制策略的特点，提出的抑制直流分量注入电网的算法，既适用单极性调制方式又适用双极性调制方式。

实验结果表明采用本文算法时，逆变器并网输出电流的直流分量小于50 mA 。

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收稿日期：2009-11-02。

作者简介：
刘鸿鹏(1978—)，男，博士研究生，主要研究
方向为光伏并网发电技术，lhp1978219@yahoo.
；
王卫(1963—)，女，教授，博士生导师，主要
研究方向为光伏并网发电技术、软开关变换技术、
照明电子技术等；
吴辉(1965—)，男，副教授，主要研究方向为
光伏并网发电技术、脉冲功率电源等。

刘鸿鹏
(责任编辑张玉荣)。