分段互补frank码经过非理想系统旁瓣抑制

国内图书分类号：TN 958.93
国际图书分类号：621.396.96
工学硕士学位论文
分段互补Frank 码经过非理想
系统的旁瓣抑制
硕士研究生：庞德彬
导师：张宁教授
申请学位：工学硕士
学科、专业：信息与通信工程
所在单位：电子与信息技术研究院
答辩日期：2007 年7 月
授予学位单位：哈尔滨工业大学
Classified Index: TN 958.93
U.D.C.: 621.396.96
Dissertation for the Master’s Degree in Engineering
RESEARCH ON SIDELOBE SUPPRESSION FOR POLYPHASE COMPLEMENTARY FRANK CODES THROUGH THE NON-IDEAL SYSTEM
Candidate:
Supervisor:
Academic Degree Applied for: Specialty:
Affiliation:
Date of Defence:
Degree-Conferring-Institution: Pang Debin
Prof. Zhang Ning
Master of Engineering Information and Communication Engineering
School of Electronics and Information Technology
July, 2007
Harbin Institute of Technology
哈尔滨工业大学工学硕士学位论文
摘要
旁瓣抑制问题一直是相位编码信号处理中一个关键性的问题。

对于距离旁瓣，在单目标情况下，其影响小些。

但如果目标增多，特别是不同距离门上的目标回波强度差别很大时，由于旁瓣的影响，强回波信号的旁瓣可能完全覆盖弱回波信号的主瓣，造成目标的漏检。

互补相位编码信号是一种比较理想的相位编码信号，在理想情况下的脉压处理具有零旁瓣值。

但是在实际应用时，为了抑制噪声和滤除干扰信号等，雷达回波信号必须经过有限带宽的系统。

由于系统的非理想，造成信号经过系统后破坏了原信号的互补特性，经过脉压处理之后产生了非零旁瓣。

本文主要针对分段互补Frank 码经过非理想系统产生的旁瓣进行讨论，进行了以下几个方面的工作：首先对二相编码和多相编码信号进行了对比，多相编码在码字选择上有更大的灵活性并可以获得更好的自相关特性；详细的讨论了分段互补Frank 码信号，对比了分段互补和循环移位互补两种方式构成的码，指出当对应脉冲不能相匹配的时候，分段互补码表现出了更加优良的特性；最后介绍了分段互补Frank 码的信号结构。

其次建立了分段互补Frank 码的处理模型，并对脉压结果进行了理论推导，指出脉压结果与信号的采样频率和所选择的滤波器有关；通过合理选择参数，可以使未经过旁瓣抑制的脉压结果的旁瓣达到最低，通过仿真对采样频率和滤波器的参数进行了优化选择，使旁瓣降低到-50dB 左右。

最后分析了互补信号通过滤波器后每段子码的失真情况并进行了讨论，基于此本文采用两种方法来抑制旁瓣：基于目标的时域信号补偿算法和时域相减的目标重建算法。

对两种算法进行了理论分析，并给出了两种算法的仿真结果，并对两种算法的性能进行了详细的讨论，分析了噪声和多普勒频率对该算法的影响，并讨论了两种算法对信噪比造成的影响，指出应用这两种算法均可以增加系统的动态检测性能，具有比较好的效果。

关键词分段互补Frank 码；非理想系统；旁瓣抑制；数字滤波；脉冲压缩
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Abstract
Sidelobe suppression has been a key issue during processing of the phase encoding signals. The range sidelobes have little impact on detecting ability under the single target’s circumstances. If the number of targets increases, especially when the intensity of echoes from targets at different range cell varies greatly, the weak echoes may be completely covered by the range sidelobes of strong echoes. Complementary phase-coded signals have found widespread use in radar systems utilizing pulse compression technique due to their unique autocorrelation properties. However in actual application, nonzero sidelobe values appear when the complementary signals pass through the system with limited bandwidth which is used to suppress noise and filter interference signals. The non-ideal of the system leads to the disappearance of the complementary characteristics of the signal. After pulse compression the non-zero sidelobes appear. This paper gives a detailed discussion on sidelobe elevation of the polyphase complementary Frank codes.
First this paper gives contrast of the biphase codes and the polyphase codes. Polyphase codes have more flexibility on choice and can obtain better autocorrelation characteristic. It gives detailed discussion of the complementary Frank codes and gives contrast of the complementary codes formed by the segment and by cycle shifting. And pointed out that segment polyphase complementary codes have better characteristic. At last it gives the signal structure of the polyphase complementary Frank codes.
Second this paper builds the processing model of the polyphase complementary Frank codes, and gives the theoretical derivation of the result
of the pulse compression. It points out sampling frequency and the choosed filter have the relationship to the result. By selecting the proper parameters, it can obtain the least peak sidelobe level (PSL). By simulation, the sampling frequency and the filter parameters are optimized choosed and makes the sidelobe down to -50dB.
At last this paper gives the analysis and the discussion of the distortion of
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the signals passing through the FIR digital filter. Based on this, this paper uses two methods to suppress the sidelobe, that are the time-domain signal compensation algorithm based on the objectives and reconstruction reducing algorithm in time-domain. It gives detailed analysis of two algorithms, also gets the simulation results. This paper gives detailed discussion of the performance of two algorithms. It analyses the impact of the noise and the doppler frequency, and discusses the impact of the SNR by two algorithms. It can increase the dynamic detection performance by applying two algorithms, also can get better performance.
Keywords subsection complementary Frank codes, non-ideal system, sidelobe suppression, digital filter, pulse compression
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目录
摘要 (I)
Abstract (II)
第 1 章绪论 (1)
1.1 雷达的发展与应用 (1)
1.2 脉冲压缩技术及常用雷达波形 (3)
1.3 相位编码信号简介 (4)
1.4 旁瓣抑制的研究 (5)
1.5 课题的来源和本文研究的主要内容 (7)
1.6 本文的结构安排 (8)
第 2 章分段互补Frank码信号形式及其编码方法 (9)
2.1 引言 (9)
2.2 相位编码信号简介 (9)
2.2.1 Barker码序列 (9)
2.2.2 Frank码序列 (10)
2.3 分段互补Frank码信号 (13)
2.3.1 互补编码信号 (13)
2.3.2 分段互补Frank码与循环移位Frank码 (13)
2.3.3 分段互补Frank码的信号结构 (20)
2.4 本章小节 (21)
第 3 章旁瓣产生机理及滤波器参数选择 (22)
3.1 引言 (22)
3.2 分段互补Frank码的处理 (22)
3.2.1 处理过程推导 (22)
3.2.2 FIR滤波器的设计 (25)
3.2.3 仿真结果 (28)
3.3 各参数对信号旁瓣的影响 (29)
3.3.1 旁瓣电平衡量指标 (29)
3.3.2 信号的采样点数对旁瓣的影响 (29)
3.3.3 通带截止频率对旁瓣升高的影响 (30)
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3.3.4 通带纹波对旁瓣升高的影响 (31)
3.3.5 阻带最小衰减对旁瓣升高的影响 (32)
3.3.6 过渡带宽对旁瓣升高的影响 (33)
3.3.7 小结 (34)
3.4 本章小结 (35)
第 4 章旁瓣抑制的实现 (36)
4.1 引言 (36)
4.2 信号失真的讨论 (36)
4.3 基于目标的时域补偿算法 (40)
4.3.1 基本思路 (40)
4.3.2 算法流程 (40)
4.3.3 幅度估计 (41)
4.3.4 仿真结果 (42)
4.4 时域相减的目标重建算法 (44)
4.4.1 基本思路 (44)
4.4.2 算法流程 (44)
4.4.3 信号重建 (46)
4.4.4 仿真结果 (47)
4.5 性能分析 (48)
4.5.1 多目标对幅度估计的影响 (48)
4.5.2 多普勒频率的影响 (49)
4.5.3 噪声的影响 (52)
4.5.4 关于信噪比的讨论 (53)
4.6 本章小结 (54)
结论 (55)
参考文献 (56)
攻读学位期间发表的学术论文 (59)
哈尔滨工业大学硕士学位论文原创性声明 (60)
哈尔滨工业大学硕士学位论文使用授权书 (60)
哈尔滨工业大学硕士学位涉密论文管理 (60)
致谢 (61)
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第1章绪论
1.1 雷达的发展与应用
在第二次世界大战期间，由于军事上的迫切需要，雷达获得了广泛的应用，而且随着技术的进步其性能日趋完善。

20 世纪50 年代末以来，由于航空航天的技术的飞速发展，对雷达提出了高精度、远距离、高分辨力及多目标测量等要求。

由于解决了一系列问题，雷达进入了蓬勃发展的新阶段。

如脉冲压缩技术的应用；单脉冲雷达和相控阵雷达研制的成功等。

另外，由于雷达中数字电路的广泛应用以及计算机与雷达的配合使用和逐步合成一体，使雷达的结构组成和设计发生根本性的变化。

雷达采用这些重大技术后，工作性能大为提高。

近几十年来，雷达除继续不断发展以满足日益增长的军事应用以外，其触须正逐渐伸向民用领域，开辟了应用范围极为广泛的民用市场，为国民经济服务。

因其在国防、民用事业和科学研究方面地位越来越突出，应用领域日益扩大。

随着无线电技术的进步，随着数字技术的飞速发展和电子计算机的问世，现代雷达作用距离和测量精度等功能都有了很大的提高，同时也赋予了雷达更多的功能，它的作用已经不能被其字面意义“无线电检测和测距”简单地概括
出来，现代雷达不但能够截获、探测、侦察目标，测量目标的距离、方位、仰角、速度，确定目标的形态，还能实现测绘、导航、监视、边扫描边跟踪等一系列新功能[1]。

因此，探讨雷达的优良性能已成为各国研究的焦点。

雷达的工作波长，从短波扩展至毫米波、红外线和紫外线领域。

在这个时期，微波全息雷达、毫米波雷达、激光雷达和超视距雷达相继出现。

1955 年Crombie 发现“数十米长的电磁波与海洋的相互作用，将产生Bragg 绕射现象”，根据试验结果Crombie 系统地提出了Bragg 谐振散射的高频段海杂波的频谱结构理论，而后Barrick 等学者进一步完善了这一理论，这些为超视距检测海上舰船/飞机奠定了基础[2]。

按电磁波的传播方式，高频超视距雷达HFOTHR(High Frequency Over the Horizon Radar)可分为两类：利用电离层对短波的反射效应使电波传播到远方的雷达称为天波(Sky Wave)超视距雷达；利用长电磁波在地球表面的绕射效应使电波沿地球曲面传播的雷达称为高频地波雷达HFSWR(High Frequency Surface Wave Radar)。

天波超视距雷达利用电离层
对短波的反射效应，其探测距离可达1000 至4000km。

由于天波超视距雷达存
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在跳跃距离效应，故其最小探测作用距离大致为700 至1000km，因此存在近距盲区。

HFSWR 利用高频段(3 至30MHz)垂直极化电磁波沿海面超水平线传播损耗低的特点，可以检测超视距的船、飞机、导弹等，其作用距离大致为300 至400km。

这样HFSWR 可以填补微波视距雷达与天波超视距雷达所探测不到的盲区。

此外由于传播稳定、工作波长较长，HFSWR 能有效抑制现有隐身技术的作用，具有抗隐身、抗反辐射导弹的能力，能发现从海平面直到高空的各种目标。

因此近二十年来HFSWR 发展很快，英、美、俄、法、加、澳、日等国均有研究[3~7]。

高频地波超视距雷达就是在电子技术和计算机技术的迅猛发展以及军事上的需求下发展起来的一种新型雷达，是一种可以连续大面积监测海态的重要设备。

其具有利用高频电磁波沿海面绕射的原理提供超视距探测的能力，作用距离达数百公里，而且大部分能量都在大气和海平面之间传播，因此其工作稳定，能量损耗小，探测距离远，观测区域大，受大气及环境的干扰小，可进行全天候工作；当雷达波长与散射目标尺度相当时，可以与目标谐振，获得较大的散射截面；又因其工作在高频段，而现有反辐射导弹很难具有能够在高频段有效工作的天线，所以它具有可对抗现有反雷达技术的优点，如隐身技术，解决低空盲区问题等，有效地实现了反低空突防的战术；数据率较低，易于实现数字信号的产生和处理。

因而高频地波超视距雷达倍受重视。

但同时，高频地波超视距雷达由于信号带宽较窄，易被窃听和受到来自无线电通讯，短波电台等干扰。

高频雷达的一些特殊性能，使它们在军、民用两方面都有着重要的应用价值。

军用上，具有常规雷达所不能比拟的优点：其一，超视距探测能力可获得较长的预警时间；其二，由于工作波长较长、电波传播稳定，对现有的隐身技术不敏感，具备抗隐身能力；其三，反辐射导弹不能携带与地波雷达工作波长相适应的大口径天线，而使地波雷达具备了抗反辐射导弹的能力；此外高频雷达还能够实现国土海域及巡航舰队周围半径上百海里区域的常规警戒。

民用上，可用于海态(海浪高度、风向、洋流)遥感，港口及渔业管理，海面石油污染监视，灾害性天气(海啸、台风、冰山)预报等。

地波雷达和天波雷达相比，虽然作用距离小很多，但是因为不存在电离层影响，往往更容易准确的检测目标，再加上研制上的低成本和应用上的高效益，使得地波雷达倍受各国的重视。

但在实际应用过程中，它也同时面临着许多富有挑战性的课题。

其一，由于地波传输引入强大的海浪和地物杂波，给微弱目标回波的信息提取带来很大困难，这一问题目前己经基本解决；其二，有
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关高频雷达的信号检测理论研究相对薄弱，针对高频雷达的最佳信号检测问题
尚需进一步研究；其三，高频频段内存在着大量的无线电台、工业无线电、大
气噪声等电磁干扰，雷达的生存能力受到严峻的考验，因此保证高频雷达在复
杂电磁环境下的正常工作能力成为高频雷达应用过程中首要解决的难题。

1.2 脉冲压缩技术及常用雷达波形
根据雷达信号理论，雷达距离分辨力取决于其发射信号带宽，距离分辨单
元的大小与发射信号的带宽成反比；雷达的频率分辨力取决于发射信号的脉冲
持续时间，持续时间越长，雷达的频率分辨力越高。

而随着飞行技术的发展，
对雷达的作用距离、分辨能力、测量精度和单值性等性能指标提出越来越高的
要求。

为了提高雷达系统的发现能力、测量精度和分辨能力，要求雷达信号具
有大的时宽、带宽、能量乘积[8]。

并且，在系统的发射和馈电设备峰值功率受
限制的情况下，大的信号能量只能靠加大信号的时宽得到。

单载频脉冲信号的
时宽和带宽乘积接近于1，大的时宽和带宽不可兼得，因此提出了时宽带宽乘
积大于 1 的脉冲压缩信号。

从最早出现并获得广泛应用的线性调频(LFM)脉冲
宽带雷达信号(即chirp 信号[9])起，人们已研究出多种形式的宽带雷达信号并在
现代高分辨雷达中得到应用。

这些宽带雷达信号形式包括脉冲线性调频信号、
相位编码调制信号和步进跳频脉冲信号( 也称为步进频率信号，stepped- frequency waveform)[10,11]。

脉冲线性调频信号(LFM)是研究最广并获得广泛应用的脉冲压缩雷达信
号，它通过脉内线性调频调制来增大信号带宽，可以实现较高距离的分辨率；
它的模糊函数呈倾斜刀刃型，属于多普勒非敏感信号，故在脉冲压缩时可以用
一个匹配滤波器来处理不同多普勒、频移的回波信号，简化了信号处理系统，
且有助于对运动目标的探测。

这种雷达信号存在距离-多普勒耦合，虽然相对
较小，但是当目标运动速度很大时，也会对系统造成影响。

发射线性调频信号
的线性度要求很高，它的线性度将影响雷达对远距离目标的分辨能力。

但实际
的扫频源不是很理想，其调频线性度是有限的，从而限制了其使用范围，一般
用于中短距离的目标识别。

脉冲频率步进雷达信号(SF)属于脉间脉冲压缩方式。

其基本思想为：发射
一串窄带的宽脉冲，每个脉冲的载频是均匀步进的，步进值与脉宽的乘积不大
于1；在接受时对这串脉冲的回波信号用与之载频相应的本振信号进行混频，
再对这一串复数采样值进行IDFT，则得到目标的合成距离像。

它通过N 个频
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率步进 ⊗f的脉冲获得N ⊗f的总信号带宽，所以它的距离分辨率很高。

同线性调频信号相同，频率步进信号也是多普勒非敏感信号，但是它也存在距离多普
勒耦合问题，而且在处理时，这种耦合现象的影响非常严重，当目标高速运动时，匹配后的距离谱将发生偏移。

相位编码信号由多进制数字码元控制雷达发射载波相位在 ±间变化，设
计相位编码信号的主要任务是寻找非周期自相关函数特性较好的伪随机码，此
时相位编码信号的幅度谱与子脉冲幅度谱几乎一致。

因此，在子脉冲为矩形
时，相位编码信号的带宽近似为1 T，它的时宽、带宽乘积为PT ⋅1 T = P。

相
位编码信号作为一种脉冲压缩信号，码长P 就是它的压缩比。

这种信号的模糊函数呈图钉型，属多普勒敏感信号，应用于宽带雷达系统时受到极大的限制，
一般只用于多普勒变化范围较窄的场合。

本文的研究主要是针对相位编码信号
进行的，在下一节对相位编码信号的发展进行简要的介绍。

1.3 相位编码信号简介
相位编码根据其调相码字制式的不同，可分为多相编码和二相编码。

多相
编码通常是复数多元序列，常见的有Frank 码和霍夫曼码、P1 和P2 码、P3 和P4 码。

二相编码如Barker 码、M 序列、m 序列；根据调相码字有无周期性，可分为随机码调相(码字为完全的随机码)和伪随机码调相(周期性码字)。

多相
编码雷达较二相编码雷达在码字的选择上具有更大的灵活性，在信号处理时更
易找到相关性能较良好的码字，但多相编码雷达在实现上较二相编码雷达复杂
程度大大增加，但现代电子技术的发展使多相码的应用成为可能[12。

随机码调
相雷达模糊函数为理想的“图钉”型，不存在周期性模糊，具有良好的测距测
速分辨力与精度和良好的抗干扰能力，但在实现上较困难。

而伪随机码较随机
码而言，其统计特性更接近理想随机序列，具有较好的抗干扰能力，测距测速
分辨力与精度及容易实现等特点，但存在周期模糊和难于测定远距离的高速目
标等问题。

随机码由于其良好的特性而得到普遍关注，早在60、70 年代就曾受到过
人们广泛的研究，其中包括美国、德国、英国等许多国家对随机码雷达体制的
理论研究和样机试制均开展了大量的工作。

但是在实际随机码雷达实现的过程中，无论是发射系统的信号产生，功率放大，还是接收系统的匹配处理都存在
较大的困难，所以随机码雷达研究到70 年代后期和80 年代就进入低潮期。

与此同时，伪随机码由于其良好的相关性能[13]、实现简单、处理方便等特
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点而受到了众多研究者的关注。

对伪随机码的研究也盛极一时，特别是在码字
的选择和信号的处理方面有大量的研究成果[14]。

通过一些学者的研究，获得了
许多性能良好的伪随机码，例如Gold 码、Barker 码、M 序列、m 序列、互补序列、正交序列、勒让德序列等等。

通常相位编码信号都具有大的时宽带宽积、较好的分辨率，平均功率较
大，抗干扰能力强等特点。

其码元的宽度越小，则带宽越大。

雷达信号采用相位编码调制具有以下优点：其一，相位编码信号易于实现
数字化处理，在工程上容易实现既复杂又灵活的编码处理；其二，信号一般具
有图钉型模糊函数和优良的自相关性能，利于获得良好的二维分辨；其三，信
号频谱展宽，功率谱密度降低，且利用匹配滤波可得到大的信号处理增益，辐
射信号峰值功率可进一步降低；其四，和线性调频脉冲压缩信号相比，不存在
距离多普勒耦合问题，这对于静止目标信号对消、提高雷达距离及速度测量精度、抗距离波门前拖、脉冲前沿跟踪等都具有十分重要的意义；其五，抗干扰
方面，如果干扰信号与雷达信号匹配性较差，则干扰信号通过雷达匹配滤波器
后的损失就很大，因此具有良好的抗干扰性能。

1.4 旁瓣抑制的研究
在相位编码信号处理中，有一个关键性的问题，即是旁瓣抑制问题。

长期
以来，人们在旁瓣抑制问题上作了大量的工作，大致看来，抑制旁瓣的方法可
分为两个方面：一是通过选择好的码字来获得好的相关特性。

最佳信号设计的
研究在今天仍具有很强的生命力，特别在通信领域得到广泛关注。

另一类方法
即以信号处理的方式实现旁瓣抑制，和前一种方法相比，该方法具有对码字无
限制的特点，因此成为研究的主流。

这种方法最早是由1959 年Key 提出的，他采用螺纹延迟线技术来抑制相位反向码的旁瓣。

最初人们把着眼点放在改善
匹配滤波器的权系数上，从旁瓣的峰值、方差、功率等各个不同的角度对旁瓣
进行抑制，这样有一定好处，对所有的码均使用同样的滤波器，但也正由于
此，其抑制效果不可能对所有的码字均达到最好。

1971 年，Rihaczek 和Golden 提出用反相滤波器对Barker 码进行抑制，取得较好的效果，但由于只
考虑对Baker 码的抑制，限制了其广泛应用。

1973 年，Martin H. Ackroyd 和 F. Ghani 提出用最佳失配滤波器抑制旁瓣[15]，该方法对给定的序列经起求解后均
可得到方差最小的最佳滤波器。

同时通过对13 位Barker 码的分析比较，失配滤波器的输出结果只比匹配滤波器差0.2dB。

这种方法由于其序列的普遍性而
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得到广泛的应用，但同时其滤波器的长度和权系数随着输入序列的不同而改变，在实现上又有一定困难。

1980 年，Steven Zoraster 提出对二进制码旁瓣的峰值进行抑制，应该说，这和雷达的信号监测的需要相近了一步，但是在远距离监测时对硬件有了成倍增长的要求。

1990 年，J. M. Baden 和M. N Cohen 提出调相码脉冲压缩的最佳峰值滤波器。

1996 年，Sang CPark 和John F. Doherty 提出将不匹配滤波器和匹配滤波器结合使用的方法。

对于多相码的旁瓣抑制技术，比较常用的方法有经典的窗函数幅度加权法，这种方法是利用接收端用窗函数对多相码信号的匹配滤波器进行幅度加权来达到降低脉压旁瓣电平的目的。

常用的加权窗函数有: 海明窗、汉宁窗、余
弦窗以及布莱克曼窗等。

对给定的多相码信号, 旁瓣电平降低的程度与选用的
窗函数有关。

引入窗函数在降低旁瓣电平的同时, 也带来一些负面影响, 如主
瓣展宽以及主瓣峰值信噪比损失等。

主瓣展宽以及峰值信噪比下降的程度同样也与使用的窗函数有关, 窗函数的锥削程度越大,主瓣展宽也越大。

文献[16]研
究了P4 码在无多普勒频移情况下使用一些窗函数时的性能。

有最小二乘幅度和相位加权，该方法[17]引入脉压失配滤波器以降低脉压旁瓣, 它以脉压输出
的积分旁瓣电平作为目标函数, 按照使目标函数最小化来寻找最佳失配滤波器
加权系数。

和经典的窗函数加权方法相比,该方法所引入的SNR 损失是比较小的。

由于迭代过程中的加权系数可以控制,所以该方法具有一定的灵活性。

第
三种压缩后两采样滑窗处理法。

这种方法脉压处理后的输出信号分成两路, 其
中一路经过一个码元延迟后与另一路信号作加法或减法处理。

加法或减法的选择应根据多相码的形式而定。

这样处理带来的负面影响是主瓣宽度增加一倍和有一定的SNR 损失。

另外其他旁瓣抑制方法，如基于神经网络的随机调频旁瓣抑制方法[18，提出了一种基于连续Hopfield 网络的最小二乘处理方法,它较好地抑制了距离旁瓣,提高了雷达在恶劣电磁环境下的生存能力。

同直接应用最小二乘相比,它具
有更好的稳定性,能够更为有效地抑制随机跳频信号回波的距离旁瓣。

文献[19] 通过求最小特征值对应特征矢量的方法来求最优权,但是在实际中,该矩阵的特
征值可能是负的,所以会产生一些问题。

文献[20]提出了自适应目标重建算法，达到了很好的效果，对信噪比基本没有损失。

尽管有了多种旁瓣抑制方法，但对于相位编码雷达，由于码字采用的不同和实际应用情况的差异，旁瓣的抑制仍是个值得研究的领域。

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