AN1444 - 并网太阳能微型逆变器参考设计

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AN1444
作者：
Alex Dumais 和Sabarish Kalyanaraman Microchip Technology Inc.
简介
风力发电系统和光伏（PV ）发电系统等可再生资源使用方便且前景广阔，在过去几年获得了大量关注。

太阳能系统具有很多优势，例如：
•清洁的可再生能源，可替代煤、石油和核能产生的能量
•可降低/消除用电费用
•用于制造PV 电池板的硅是地球上含量第二多的元素•能够为边远地点提供电能
随着晶体电池板制造能力的增强，总体制造成本随之降低，PV 电池板的效率也得以提高，因此近来对太阳能系统的需求不断增长。

使太阳能需求增长的其他原 因包括：PV 技术经过验证且可靠，PV 模块具有30年以上的保修期，以及政府的鼓励措施。

太阳能逆变器系统有两个主要要求：从PV 电池板收集可用能量，以及将与电网电压同相的正弦电流注入电网。

为了从PV 电池板收集能量，需要使用最大功率点追踪（Maximum Power Point Tracking ，MPPT ）算法。

该算法决定了在任何给定时间可从PV 模块获取的最大功率。

与电网接口要求太阳能逆变器系统符合公共事业公司指定的特定标准。

这些标准（如EN61000-3-2、IEEE1547和美国国家电气规范（NEC ）690）涉及电源质量、安全、接地和孤岛情况检测。

太阳能电池的特性
要开始开发太阳能微型逆变器系统，了解太阳能电池的不同特性非常重要。

PV 电池是半导体器件，其电气特性与二极管相似。

但是，PV 电池是电力来源，当其受到光（如太阳光）照射时会成为电流源。

目前最常见的技术是单晶硅模块和多晶硅模块。

PV 电池的模型如图1所示。

Rp 和Rs 为寄生电阻，在理想情况下分别为无穷大和零。

图1：PV 电池的简化模型
Rp
Rs
Vo
Io
PV 电池的表现会因其尺寸或与其连接的负载的类型，以及太阳光的强度（照度）而有所不同。

PV 电池的特性由不同环境下的不同工作电流和电压描述。

当电池暴露于太阳光下但未接入任何负载时，没有电流通过电池，而PV 电池的电压达到最大值。

这称为开路电压（V OC ）。

当电池具有负载时，电路中开始有电流通过，导致电池两端的电压开始下降。

当两个端子直接相连且电压为零时，可以确定流过电池的最大电流。

这称为短路电流（I SC ）。

并网太阳能微型逆变器参考设计
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光照强度和温度可大幅影响PV 电池的工作特性。

电流与光照强度成正比例，但光照的变化对工作电压的影响很小。

然而，工作电压受温度影响。

电池温度升高会使工作电压降低，但对生成的电流影响甚微。

图2说明了温度和光照对PV 模块的影响。

光照强度变化对电池输出功率的影响要大于温度变化产生的影响。

这对所有常用的PV 材料都适用。

这两种效应结合后的重要结果为，PV 电池的功率会随光照强度的降低和/或温度的升高而降低。

最大功率点（MPP ）
太阳能电池可在较宽的电压和电流范围内工作。

通过将受照射电池上的电阻性负载从零（短路事件）持续增加到很高的值（开路事件），可确定MPP 。

MPP 是V x I 达到最大值的工作点，并且在该照射强度下可实现最大功率。

发生短路（PV 电压等于零）或开路（PV 电流等于零）事件时的输出功率为零。

高品质的单晶硅太阳能电池在其温度为25°C 时可产生0.60伏开路电压。

在光照充分和空气温度为25°C 的情况下，给定电池的温度可能接近于45°C ，这会使开路电压降至约0.55V 。

随着温度的提高，开路电压持续下降，直至PV 模块短路。

电池温度为45°C 时的最大功率通常在80%开路电压和90%短路电流的条件下产生。

电池的短路电流几乎与照度成正比，而当照度降低80%时开路电压可能只会降低10%。

品质较低的电池在电流增大的情况下电压会降低得更快，从而将可用的功率输出从70%降至50%，甚至只有25%。

图3给出了PV 电池板的输出电流和输出功率在给定照度下与工作电压的函数关系。

太阳能微型逆变器必须确保在任何给定时间PV 模块都在MPP 工作，这样才能从PV 模块获取最大能量。

可使用最大功率点控制环达到该目的，该控制环也称作最大功率点追踪器（Maximum Power Point Tracker ，MPPT ）。

实现高比例的MPP 追踪还需要PV 输出电压纹波足够小，以便其在最大功率点附近工作时PV 电流的变化不会太大。

有关PV 模块输出电压纹波限制的详细信息，请参见“去耦电容”一节。

有关实现MPPT 的详细信息，
请参见“最大功率点（MPP ）
”一节。

PV 模块的MPP 电压范围通常可定义在25V 至45V 的
范围内，发电量约为250W ，开路电压低于50V 。

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并网微型逆变器系统简介
并网太阳能微型逆变器系统的高阶框图如图4所示。

术语“微型逆变器”是指每块PV电池板对应单独一个低功耗逆变器模块的太阳能PV系统。

这些系统可降低总体安装成本、提高安全性并使太阳能收集最大化，因此变得越来越普及。

太阳能微型逆变器系统的其他优势包括：
•通过降低逆变器温度并去除风扇，提高系统可靠性•将传统的硬开关技术替换为软开关技术，以提高效率并减少热耗散
•系统设计可标准化（硬件和软件），以提高可靠性并降低成本
本应用笔记将详细介绍Microchip的215W太阳能微型逆变器参考设计。

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硬件设计
太阳能微型逆变器参考设计是单级并网太阳能PV 微型逆变器。

这意味着来自太阳能电池板的直流电将直接转换为整流的交流信号。

该转换通过交错反激转换器实现。

一个以2倍工频开关的全桥（去折叠（Unfolding ））转换器控制功率流到电网的方向。

此微型逆变器的设计目标是可连接到这样的PV 模块：额定功率约250W ，输入电压范围为25 VDC 至45 VDC ， 且最大开路电压约55V 。

参考设计的特性包括：•最大效率：94.8%
•最大功率点追踪：99.5%•最大输出功率：215W
•电网电压范围（230 VAC ）：210 VAC-264 VAC •电网电压范围（120 VAC ）：90 VAC-140 VAC •输入电压范围：25 VDC-45 VDC
•
输入电压扩展范围：输出功率降低时 20 VDC-25 VDC
•电流隔离
•支持电力线/无线通信（附加）
此并网太阳能微型逆变器参考设计的框图如图5所示。

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去耦电容
太阳能微型逆变器的输入端有五个去耦电容，用作输入和输出之间的能量存储元件。

这些电容可平衡系统中的不同瞬时功率。

由于PV 电池板的输入功率必须保持恒定才能使电池板的能量采集最大化，因此输入功率和输出功率之间会存在瞬时功率不匹配。

太阳能微型逆变器生成与电网电压同相的正弦电流。

电网电压与电流之间几乎不存在相移（ø约等于0）（PF 接近于1）。

公式1给出了随时间变化的输出功率。

公式1：随时间变化的输出功率
公式1可表示为两项：平均恒定功率以及2倍工频下随时间变化的功率，如公式2所示。

公式2：随时间变化的输出功率
还需要去耦电容来降低PV 电池板的纹波电压，以实现
超过99%的利用因数（最大功率利用率）。

如图6所示，PV 电池板纹波电压越大，意味着系统工作点离MPP 越远。

根据S. B. Kjaer 所著的“Design and Control of an Inverter for Photovoltaic Applications ”，纹波电压可通过公式3 确定，其中α和β是二阶泰勒多项式的系数，Kpv 是利用因数。

公式3：纹波电压
纹波电压已知时，可确定满足纹波规范所需的电容，如公式4所示。

公式4：所需电容
由于反激的输出是经整流的正弦波，因此纹波频率是工频的2倍，并且V MPP 和P MPP 均按最坏情况取值。

需要考虑不同的PV 模块来确定所需的大电容。

此外，还必须考虑电解电容的宽容差范围（最高可达20%）。

电解电容寿命模型
太阳能电池板制造商为其太阳能电池板提供30年或更长的保修期。

这会影响所有太阳能微型逆变器系统的设计，因为系统应与PV 电池板一样可靠。

最大的限制因素（需要详细讨论的方面）是大容量电解电容的预期寿命。

例如，随着时间的推移，电解电容的等效串联电阻（Equivalent Series Resistance ，ESR ）可能会显著增 加，导致电容过热并可能短路。

有多个因素影响电解电容的寿命预期。

其中包括直流工作电压、纹波电流和环境温度。

公式5决定了电解电容的工作小时数，其中Lb 是制造商给定的基础寿命，ΔT 是最大额定温度与工作温度之差，Mv 是电压倍数。

公式5：
电解电容的工作小时数
P out (t) = V out COS (ωt) • I out COS (ωt – φ)
P out t ()12--V out I out 1
2--V out I out 2ωt ()
cos +=V r i ppl e k pv 1–()2P MPP ⋅⋅3αV MPP β
+⋅⋅-----------------------------------------------=
C bul k P MPP
2πf ripple V MPP V ripple
⋅⋅⋅-----------------------------------------------------------------= L hr s L b M v 2
∆T
10------
⋅⋅=
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对于本参考设计，选择了五个Nichicon 的2200 µF 铝 电解电容（UPW1J222MHD ）作为输入大电容。

这些电容的额定电压为63 VDC ，在105°C 下的基础寿命为 8000小时。

100 kHz 时的额定纹波电流为3.2A 。

由于 纹波电流的频率为100/120 Hz ，因此将额定纹波电流 乘以频率系数0.85。

120 Hz 时的纹波电流为2.72A 。

根 据公式5计算出的预期寿命约为30年。

这只是保守的估计，因为许多因素并未考虑，例如假定工作温度为恒温。

微型逆变器仅在白天工作，而且公式并未考虑纹波电流减小的情况。

因此，从计算和使用两个方面来考虑，大容量电解电容可以与PV 电池板一样可靠。

交错有源钳位反激设计
选择反激转换器作为单级拓扑，用来将较低的PV 电池板电压（20-45 VDC ）升压至整流的交流输出，以及 提供与PV 电池板和电网的电流隔离。

反激转换器一般用于功率不到几百瓦且输出电流较低的低功率降压应用。

正激转换器还可以对PV 电池板电压进行升压并提供电流隔离。

如果比较两种拓扑，会发现反激转换器需要的元件较少，因为输出中没有续流二极管，也不需要输出电感；这也是选择反激拓扑的原因。

反激拓扑的最大问题之一是如何处理泄漏能量。

当反激MOSFET 关断时，磁芯中仍有大量能量未传递到次级侧。

此能量会在反激MOSFET 上产生大电压尖峰，这对MOSFET 具有极大的破坏性。

可以在变压器初级增加传统的电阻电容二极管（Resistor, Capacitor, Diode ， RCD ）缓冲电路，以通过发热来消耗此能量。

RCD 缓冲电路将保护反激MOSFET ，但会对系统效率产生负面影响。

太阳能微型逆变器集成了一个本质上是无损耗缓冲电路的有源钳位电路。

泄漏尖峰由钳位电容（C clamp ）进行钳位，因此剩余能量存储在钳位电容中。

此能量随后传送到次级，从而回收能源。

如果正确实现，该有源钳位电路还会在反激MOSFET 上提供零电压开关（Zero Voltage Switching ，ZVS ），可减少开关损耗并提高总 体效率。

图7给出了单相有源钳位反激转换器的简化电路。

此处的泄漏电感显示为一个单独的元件，但其可以集成到主变压器中。

选择P 沟道MOSFET 是为了消除当钳位MOSFET 跨接在变压器绕组上时对上桥臂栅极驱动电路的需求。

图8给出了针对单相驱动MOSFET 的驱动电路。

图8：反激驱动电路
PWM1H
PWM1L
1K
R113
1K R11510K
R11810K
R119MCP14E4-E/SN
IN A 2GND 3IN B
4
OUT B
5
V DD 6OUT A 7ENB_B 8ENB_A 1
U16
1.0µF
C760.1µF
C75DRV_SUPPLY
GND_PV
GND_PV
0R
R112MBR0540-TP
D20
11R R114QFLY1
0R
R117MBR0540-TP
D2111R
R116MBR0540-TP
D22
0.1µF
C74
GND_PV
QCLAMP1
TP16
TP17
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一个关键项是驱动P沟道MOSFET的电路。

要驱动P 沟道MOSFET，栅极和源极之间需要一个负电压。

栅极驱动IC（MCP14E4）的输出是给定占空比（d）且幅值为12V的方波。

为去除直流偏移，串联了一个小陶瓷电容。

在占空比为50%时，方波的幅值为+6V至-6V。

在电容后面增加了一个二极管，其阳极连接到电容，阴极接地。

此二极管会将正电压钳位至0.7V左右，并使幅值全部为负。

图9显示了两个MOSFET的栅极驱动波形。

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本太阳能微型逆变器参考设计实现了一个交错有源钳位反激转换器。

交错式拓扑共用输入/输出电流，从而降低铜箔和磁芯损耗。

此外，输出二极管导通损耗也将降低，有助于提高总体效率。

实现交错式设计还有其他两个原因：减小输出电流纹波有助于降低总谐波
失真（Total Harmonic Distortion ，THD ），以及减小
输入电流纹波可延长输入大电容的使用寿命。

设计反激变压器时，必须决定反激转换器在不连续模式（Discontinuous Mode ，DCM ）下工作还是在连续导
通模式（Continuous Conduction Mode ，CCM ）下工
作。

交错式反激转换器既可在DCM 也可在CCM 下工作。

轻载时，反激转换器在DCM 下工作，但负载较高时，系统将在CCM 下工作。

在CCM 下，初级/次级峰值电流将是DCM 下的四分之一至三分之一。

在CCM 下工作的其他好处包括：
•更小的输出滤波电容及更低的纹波额定值•更低的输出二极管损耗•更小的瞬态输出电压尖峰•EMI 性能将更高
•利用碳化硅二极管可最大限度地减少反向恢复损耗
图9展示了有源钳位反激转换器在连续导通模式下工作时的工作波形。

下一节将该波形划分为六个不同的时间间隔，并详细介绍系统的工作原理。

间隔t 0
在间隔t 0中，反激MOSFET （Q1）导通，P 沟道钳位MOSFET 关断。

由于变压器（TX1）输出两端的电压为负，二极管D1被反向偏置。

在此期间，输出电容将所需能量传送到负载。

电感纹波电流可通过公式6定义。

公式6：电感电流纹波
间隔t 1（死区）
间隔t 1定义为从MOSFET Q1关断到MOSFET Q2开始 导通的瞬间。

这称为死区。

此间隔可分为两个部分。

第一个部分是从MOSFET Q1关断后到钳位MOSFET Q1 的漏源极电压的瞬间。

当MOSFET Q1关断时，电路中来自泄漏电感的电流将 继续以相同方向流动，为MOSFET Q1的输出电容 （Coss ）充电。

此电流会将Coss 充电至PV 模块输入电压，加上反射的整流输出电压（PVinput + Vout/N ，其 中N 是变压器匝数比）。

在此期间，由于变压器次级两端的电压变为正，输出二极管（D1）变为正向偏置。

磁芯中存储的能量会传送到次级，这会为输出电容充电并为负载提供能量。

此间隔第二部分是从Coss 充电后到P 沟道MOSFET （Q2）导通之前的瞬间。

Coss 充电后，泄漏电感中的剩余能量将开始流过钳位电容，从而正向偏置P 沟道MOSFET 的内部二极管。

钳位电容开始存储来自泄漏电感的剩余能量。

间隔t 2
在此间隔期间，由于内部二极管已在间隔t1期间正向偏置，因此P 沟道MOSFET 将零电压开关（ZVS ）导通。

输出二极管正向偏置，为输出电容和负载提供能量。

泄漏电感和钳位电容开始谐振，同时能量从电感传送到钳位电容。

公式7决定了钳位网络的谐振频率。

当电感中的能量耗尽后，该间隔结束。

公式7：钳位网络的谐振频率
间隔t 3
在此间隔期间，P 沟道MOSFET 必须导通，以便谐振电流可继续谐振，但此时钳位电容中存储的能量会传送回泄漏电感。

在此间隔期间，输出二极管仍然正向偏置，电容中存储的能量将传送到次级侧，从而回收泄漏能量。

I L =
V PV • ⎝
⎛
⎝⎛d
f sw
L M
f r 1
2πL leakage C clamp
⋅⋅--------------------------------------------------------=
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间隔t 4（死区）
间隔t 4是MOSFET Q2关断后的另一个死区状态。

MOSFET Q2应在谐振周期峰值附近关断，从而强制最 大谐振电流流过MOSFET Q1的内部二极管，使漏源极 电压快速放电。

在此期间，输出二极管保持正向偏置。

间隔t 5
在t 5瞬间，反激MOSFET Q1以零电压开关导通。

输出 二极管反向偏置，输出电容提供负载电流。

为了使零电压开关（ZVS ）出现，在反激MOSFET 关断时（间隔t 1）电感中的能量必须大于为MOSFET Q1 的C oss 充电所需的能量，并且MOSFET Q1的内部二极 管必须可以正向偏置。

电感中存储的能量和为C oss 充电所需的能量可通过公式8计算，其中I pk 可通过公式9计算。

公式8：为C OSS 充电所需的能量
公式9：I PK
变压器设计
反激变压器设计为符合以下规范：
•最小输入电压：19 VDC
•最大输出电压（230 VAC ）：375V •最大输出功率（V pv > 25V ）：215W
•最大输出功率（20 VDC < V pv < 25 VDC ）：185W •次级电流（230 VAC ）——1.05 Arms •最大占空比：0.75•开关频率：57 kHz •磁化电感：55 µH •泄漏电感：1.3 µH
•磁芯中存储的最大能量：5.5 mJ •隔离：3 kVA
利用提供的规范，所需的变压器匝数比可通过公式10确定。

公式10：变压器匝数比
为了留出一些裕量，为230 VAC 系统选择的匝数比为 7。

占空比可以相对较高，因为有源钳位电路会在关断期间去除磁芯中的能量。

然而，占空比也存在上限，因为必须有足够的时间让有源钳位电容与泄漏电感之间发生谐振。

为反激变压器选择的骨架和磁芯是同轴的12引脚RM14骨架和标准规格的3C90磁芯材料。

RM 磁芯具有较为理想的表面积与截面积之比，可减少所需的初级匝数，同时仍支持大磁化电感。

该磁芯材料对于此开关频率是一个普遍的选择。

下面介绍了变压器的构造：
•
初级匝数：6•匝数比：7
•磁芯间隙尺寸：1.27 mm •初级/次级构造：漆包绞线
•初级绕组结构：4条40规格的平行线束，41股•次级绕组结构：2条40规格的平行线束，41股•有效窗口利用率：80%•真空涂 Dolph BC-346 漆
图10显示了变压器的引脚分配。

E i nduc t or 1
2--I pk 2L l e ak age
⋅=I pk
P out
2η----------2⋅V mpp d
⋅----------------------I L_ripple
2------------------+=N V out V pv ---------1D –D ------------⎝⎭
⎛
⎫
⋅=E capacitor 12
--V s cos 2C oss ⋅=
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去折叠桥式电路设计
全桥型电路与反激转换器的输出相连接。

全桥电路是为反激转换器提供整流输出电压的去折叠电路，可控制功率流到电网的方向。

图11给出了去折叠桥式MOSFET 的隔离驱动电路。

为保持电流隔离，使用小栅极驱动变压器来驱动上桥臂和下桥臂MOSFET 。

栅极驱动变压器由一个高频（228 kHz ）且固定占空比（50%）的PWM 驱动信号 驱动。

为防止栅极驱动变压器饱和，在驱动器IC 的输出与栅极驱动变压器之间增加了串联的陶瓷电容。

这些电容可去除将以6伏驱动信号驱动MOSFET 的直流偏移电压。

图11：全桥驱动电路
PWM3H
PWM3L
1K R911K
R92
10K
R9310K
R94MCP14E4-E/SN
IN A 2GND 3IN B
4
OUT B
5
V DD 6OUT A 7ENB_B 8ENB_A 1
U13 1.0 µF
C550.1 µF
C54DRV_SUPPLY
INV_DRV1
INV_DRV2
GND_PV
GND_PV
DA2320-ALB
1
2
3
4
56TR2
DA2320-ALB
1
2
3
4
56
TR311R
R9611R
R95GND_DIG
GND_DIG
INV_DRV1
INV_DRV2
TOP_LEFT_DR TOP_LEFT_RTN
BOT_RGT_DR
BOT_RGT_RTN
TOP_RGT_DR TOP_RGT_RTN
BOT_LEFT_DR
BOT_LEFT_RTN 0.01µF
C800.01µF
C81TP20
TP21
驱动变压器的输出上有低通滤波器可生成纯直流电压，用于以2倍工频（100 Hz/120 Hz）驱动全桥MOSFET。

这可以降低开关损耗，因为MOSFET在过零点（电压/电流接近于零）附近进行开关操作。

在全桥MOSFET 的栅源极间增加了光电耦合器，以在MOSFET关断时形成快速放电路径。

如果没有光电耦合器放电路径，唯一可对栅极电压放电的元件是栅源极间下拉电阻。

全桥去折叠电路如图12所示。

去折叠桥式电路的工作波形如图13所示。

在一个交流半周期内，PWM3H开关并驱动去折叠电路的一个桥臂（Q2和Q5）。

当交流电压接近过零点时，将禁止PWM3H并使能光电耦合器（OPTO_DRV1）。

在另一个半周期内，PWM3L驱动MOSFET Q3和MOSFET Q4。

EMI 滤波器
电磁干扰（Electromagnetic Interference ，EMI ）滤波 器与全桥去折叠电路的输出相连接。

EMI 滤波器由一个共模扼流器（L6）和一个差模滤波器（C51和L4/L7）组成。

该滤波器采用具有适当额定值的现成元件进行设计。

在EMI 滤波器的输出端有一个430V 变阻器连接在
火线/零线端子之间，可增加额外的保护来防止瞬态电压尖峰。

变阻器后面是两个保险丝，一个在交流火线中，一个在零线中。

在输出连接器前面与保险丝串联的最后一个元件是铁氧体磁珠。

铁氧体磁珠有助于频谱的高频滤波部分起作用。

EMI 滤波器的原理图如图14所示。

图14：EMI 电路
VinvL
FE2X03-4-3NL
7
1
2
8L6
ACS712ELCTR-05B-T I P +2
I P -4
滤波器6V I O U T
7V c c
8I P +1
G N D
5I P -3
U14
1000 pF C56GND_ANA
I OUT
0.1 µF
C57GND_ANA
+5V_ANA
150 µH
L4
150 µH
L7
250 VAC 4700 pF
C49250 VAC 4700 pF
C53大地S14K275E2
1
2
MOV1
RST 6.36.3A
2
1
F1RST 6.36.3A
2
1F238720-6303
N 3E
2L 1J4大地
250 VAC 4700 pF
C48
250 VAC
4700 pF C52
大地
L5
L8
AC_L
AC_N
0.015 µF 350 VAC
C51
0.015 µF 350 VAC
C500.015 µF 350 VAC
C88VinvN
反馈网络
太阳能微型逆变器测量/监视以下反馈网络：
•PV 电池板电压•交流电压检测•交流电流检测•反激电流•反激输出电压•交流过零检测• 2.5V 参考电压•12V 驱动电源
由于dsPIC ® DSC 上的模数转换器（Analog-to-Digital Converter ，ADC ）的电压范围为0V 至3.3V ，因此需要额外电路才能精确测量/监视上述大多数反馈信号。

本节提供多种反馈网络、增益计算方法和工作原理的电路原理图。

PV 电池板电压检测
使用图15所示的分压电路对PV 电池板电压进行分压。

图15：PV 电池板电压检测电路
7.5K
R741K
R730R
R70470 pF
C42470 pF
C433
1
2
BAR43S
D12
+3.3V_ANA TP9
TP10PV_VOLTAGE
PV+
GND_PV GND_ANA
120K ±1%
R72电阻分压器将PV 电池板电压按比例减至ADC 输入电压（0-3.3V ）。

公式11用于计算分压器的增益。

公式11：分压器增益
基准电压（即在ADC 引脚上提供3.3V 的电压）约为56V 。

基准电压可用于快速计算ADC 引脚上的电压或Q15定点数格式的等效值。

例如，PV 电池板电压36V 相当于ADC 引脚上的2.11V （36/56 * 3.3）或Q15格 式的21,027d （36/56 * 32767）。

电阻R73和电容C42/C43用于额外的信号滤波。

如果dsPIC DSC 的模拟引脚上的电压超过3.3V ，二极管D12 可提供保护。

检测到的PV 电池板电压用于最大功率点追踪、电压前馈补偿以及保护用途。

交流电压检测
为保持电流隔离，在微型逆变器输出上增加了一个低功耗50/60 Hz 变压器来测量电网电压。

交流检测变压器的 火线/零线检测点在输出EMI 滤波器之前，以避免影响EMI 性能。

在变压器的输出上增加了一个瞬态电压抑制
（Transient Voltage Suppression ，TVS ）二极管，以保
护运放和dsPIC DSC 免受瞬态高压（尖峰）的影响。

图16给出了交流电压检测原理图。

图16：交流电压检测电路
DPC-10-90
1578
623
4
TR1
1K R2927K
R31
27K R24
6.2K R23C26DNP 0.1 µF
C24IN+3IN-21
84
U6:1
6.2K
R36
GND_ANA
GND_ANA
+2.5 V REF
+5V_ANA
GND_ANA
1.69K
R30 3.30K R32GND_ANA
0.1 µF
C28ZC_INPUT
AC_VOLTAGE VinvL
1.0 µF C253
1
2
BAR43S
D28
+3.3V_ANA
0R
R1330R
R1340R R1370R R138R131DNP R132
DNP R139DNP
R140DNP
AC_L AC_N
D29
TP22
0R R1350R
R136
VinvN
MCP6022-I/SN
1S M A 10C A T 3G
V AD C V p R74
R74R72
+------------------------⋅=
交流电压检测的基准电压约为445V 。

公式12用于计算电压检测电路的增益。

公式12：电压检测电路增益
如图16所示，在电路中增加2.5V 的补偿电压来强制交流电压为正。

在输出端增加了一个电阻分压网络，用于将偏置电压转换为dsPIC DSC 上的1.65V 。

如果必要，可使用电容 C26和电阻R135/R136形成低通滤波器。

交流电流检测
在逆变器输出和电网之间连接了一个霍尔效应型线性电流传感器。

此电流检测IC 测量流入电网的逆变器输出电流。

所选的霍尔效应电流传感器可测量带宽为80 kHz 的 电流。

它在交流高电压和低输出电压之间提供2.1 kV 的 隔离。

所选电流传感器的输出灵敏度相当低，在2.5V 补偿电压时为180 mV/A 。

电流传感器IC 的输出馈送到运放U5的反相引脚，补偿电压则馈入同相引脚。

该运放的输出经同相放大器放大，然后馈送到ADC 的模拟通道。

dsPIC DSC 的ADC 引脚上的有效电流信号将有1.65V 的偏置。

图17给出了交流电流检测原理图。

图17：交流电流检测电路
100K R25100K
R28100K R19 1.69K
R26100K
R34 3.30K
R378200 pF
C270R
R22R33DNP
3
1
2
BAR43S
D71.0 uF
C29I OUT
GND_ANA
GND_ANA
GND_ANA GND_ANA
GND_ANA GND_ANA
+5V_ANA +3.3V_ANA
TP2
TP1
AC_CURRENT
MCP6022-I/SN
IN+
5
IN-67
U5:2
MCP6022-I/SN IN+
3
IN-218
4
U5:1
1.6K R20 5.1K
R211.6K
R272.4K
R35V AD C V grid_pk N TR1-----------------R36R31--------⋅⎝⎭⎛⎫ 2.5V +R32R30R32+--------------------------⋅=
交流电流检测的基准电流约为2.14A 。

公式13用于计算电流检测电路的增益。

公式13：电流检测电路增益
反激电流检测
使用电流检测互感器（Current Sense Transformers ，
CT ）来测量反激电流。

CT 位于反激变压器和反激
MOSFET 之间。

此方法在必要时可提供电流隔离，而且与传统的电流检测电路相比，损耗更小。

图18给出了反激电流检测原理图。

图18：反激电流检测电路
R53DNP 0R
R56
15R
R54CDBU0520D9
3.01K
R50
3.01K
R48GND_ANA
C34
DNP 7.5K
R557.5K
R46
C31DNP 120R
R49R51DNP
0R R47
8200 pF
C333
1
2BAR43S
D8
GND_ANA GND_ANA
TP4
TP5
FLY_CURRENT1
+3.3V_ANA
10K
R5210K R57GND_ANA
FLY_CURRENT1_CMP MCP6022-I/SN
IN+
5IN-67
U7:2
FLY1_CT+
FLY1_CT-
CT 的选择取决于电流处理能力、变压器次级匝数（n ）和外部电流检测电阻，即负载电阻。

电流互感器的匝数比和负载电阻经过选择，以尽可能降低负载电阻上的损耗。

负载电阻消耗的峰值功率可通过公式14计算。

公式14：峰值功率消耗
使用增益约为3.5的同相运放将负载电阻上的电压放大到ADC 电压范围内。

在反激电流检测的输出端增加了一个电阻分压网络，用于通过板上模拟比较器进行过流保护。

这可实现最大的ADC 范围，并可在发生过流情况时快速关断PWM 模块。

公式15中提供了反激电流检测网络的准确增益。

单相的基准电流约为13.5A 。

公式15：反激电流增益
.V ADC 25R37R37R35+--------------------------⎝⎭⎛⎫R28R28R34+--------------------------⎝⎭⎛⎫V U14–⋅⋅ 1R21R20---------+⎝⎭
⎛⎫⋅=P loss_pk I LM_pk
N TR5---------------⎝⎭
⎛⎫R54
⋅=V ADC I LM_pk N TR5---------------⎝⎭⎛⎫R54⋅V D9–R55R55R50+--------------------------⎝⎭⎛⎫1R46R48---------+⎝⎭
⎛⎫⋅⋅=
硬件过零
增加了过零检测电路，用于检测电网电压状态的变化（即，+ve 到-ve ）并相应更改dsPIC DSC 上I/O 端口 （PORT RB15）的状态。

当电网电压状态从负变为正， 此电路会将PORT B15的状态从低变为高，反之亦然。

通过比较器U6:2将交流电压差分放大器U6:1的输出与2.5V 参考电压进行比较。

比较器输出用于驱动晶体管Q1，如图19所示。

为避免错误地触发比较器，通过使用R40、R41和C30加入了10 mV 左右的的滞后电压。

图19：过零检测电路
ZC_INPUT
3.30K
R440.01 µF
C32MCP6022-I/SN
IN+5IN-6
7
U6:2
3.30K
R42
GND_ANA
+2.5 V REF
470K
R402200 pF C30 3.30K R410R
R43 3.30K
R453.30K
R38 3.30K
R39BC817-16LT1G
Q1
+5V_ANA
+3.3V_DIG
GND_ANA
ZC_DETECT
TP3。