感应式无线电能传输 杨进

感应式无线电能传输特性研究
学号:14721427 姓名:杨进
一、设计任务
搭建小型无线电能传输装置,装置尽可能轻量化,以便与加于磁悬浮平台。

二、设计要求
（1）在1至3cm距离下实现电能传输点亮12V10W灯泡
（2）体积尽可能的小
三、方案设计
1、小型无线电能传输的工作原理
图1 无线电能传输原理
小型无线电能传输装置的基本工作原理如图1所示:高频逆变部分产生的高频交变电流注入原边线圈,原边线圈中的高频交变电流产生高频交变的磁场与副边线圈电磁感应耦合,从而产生感应电动势,该感应电动势通过高频整流电路之后可向负载提供直流电能供应。

在小型无线电能传输装置的能量接入耦合机构中,原边线圈与副边线圈间存有较大的空气间隙,因此其耦合系数K较小。

为了提高小型无线电能传输装置的功率传输能力,减小耦合机构的体积,采用在
原边线圈中注入高频交变电流的方法,以提高松耦合变压器的功率密度。

为了提高系统的能量传输效率,一般对原副边进行补偿,采用谐振电路来提高系统的功率传输能力。

2、耦合补偿拓扑的选择
小型无线电能传输装置的系统中,存在着较大的漏电感,限制了其传输的有功功率。

为了最大限度地减少无功功率的消耗,一般常用电容容抗来补偿电路中的感抗。

原边的电容就是为了补偿原边的漏感抗与副边的反射感抗,从而减少小型无线电能传输装置电源的视在功率,提高小型无线电能传输装置电源的功率因数。

副边的电容补偿就是为了减小副边的无功功率,提高系统的传输功率能力。

小型无线电能传输装置中基本的补偿拓扑有电容串联补偿(S)与电容并联补偿(P)两种形式。

若原边与副边采用串联或并联组合补偿方式,则系统的补偿拓扑结构共4种:串联一串联补偿拓扑(SS)、串联一并联补偿拓扑(SP)、并联一串联补偿拓扑(PS)、并联一并联补偿拓扑(PS)。

SS拓扑电流值太大,不宜于在设计时选用。

而SP拓扑在保证高的耦合传输功率的同时能够确保原边谐振回路电流值不大,就是比较理想的小型无线电能传输装置补偿拓扑结构。

对比PS拓扑与PP拓扑,PP拓扑有着更高的耦合传输功率,而且PP拓扑结构参数选择适当,能够获取同样参数条件下比SP拓扑更高的耦合传输功率。

通过对比可以瞧出,PP拓扑在耦合功率传输方面有着其它拓扑不能比拟的优势,但就是对于SP结构更易控制,SP拓扑也能够达到较为理想的耦合功
率传输效果。

因此系统选用SP 拓扑。

图2 SP 补偿拓扑结构
按照主电路补偿拓扑的选择,此系统采用原边串联补偿,副边采用并联补偿(SP 补偿拓扑)。

其结构图如图2所示:其中p U 为原边逆变
桥输出的电压,p C 为补偿电容,p L 为原边能量发送线圈的电感,sr Z 为原边的反射阻抗;Us 为副边拾取到的电压,s L 副边能量拾取线圈电
感,s C 为副边补偿电容,s Z 为副边阻抗值。

则原边的阻抗为p Z
sr p
p p Z C j L j Z ++=ωω1 原边的反射阻抗为sr Z ,
()()[]()⎥⎥⎦
⎤⎢⎢⎣⎡+-+--+-=2222222232222222111s s s s s s s s s s sr L C L R L C L R C M j L C L R R M Z ωωωωωωω 要使原边谐振,即使原边阻抗p Z ;的虚部为零即
()()[]()2
222222232
111
s
s s s s s s
p p p L C L R L C L R C M C C L ωωωωωω+-+-=- 当副边工作在谐振频率点时,原边传输能量的效率最大即
s
s L C 10==ωω 将上式带入原边阻抗虚部可以得
()
s p p L M L C /120-=ω
根据经验公式 M L U U s p s *15.1 其中s U 为副边整流电压,p U 为原边输入直流电压。

根据以上公式以及具体情况设计一组参数:频率20KHz,原边电容0、47uF,电感113uH,副边电容0、55uF,电感115uH,负载12V10W 灯泡。

3、主电路设计
图3 H 桥原边负载电路
根据所选用的SP 补偿拓扑,原边具体电路如图3所示,采用H 桥给发射线圈供电,MOS 管选用IRFB4310,驱动芯片为IR2103,驱动电路图如图4所示,由C51单片机发出频率20KHz 的脉冲信号给驱动芯片,负载上获得交变20KHz 的方波电压。

整个系统属于开环状态。

图4 驱动电路
4、过压保护
由于电路中有电感性负载,则当开关管关断时,漏极电流会产生极高的漏极电压过冲,导致管子损坏,因此需对开关管设置RCD 关断缓冲吸收电路以实施过压保护,如图5所示。

图5 RCD 缓冲电路
RC 吸收回路的参数计算依据下式确定(r t 为开关管开通上升时
间,f t 为下降时间,on t 开通时间),其中:
缓冲电容:()f r ce ce t t V I C -=
缓冲电阻:C
t R on 3= 根据具体选用晶闸管IRFB4310,设计电流1安培,r t =110ns,f t =78ns,计算得出电容1、3nF 电阻6、8K 。

5、电容、电感线圈选择与绕制
由于要将接收线圈置于磁悬浮平台,用于电能传输的线圈要尽可能设计小点,加铁心有利于无线电能传输效果但铁心质量太大不予考虑使用,集中绕组质量也大于平面绕组,综合考虑选用单层平面盘状电感线圈。

传电线圈选用直径将近0、8毫米的铜芯漆包线,由于原副边电感值设计的几乎相等绕成单层盘状线圈约57至58圈,平面线圈直径10、5cm 。

具体实物见图6。

由于电路工作于高频,普通电容会有
寄生参数以及可能产生意想不到的结果,所以选用无感电容。

图6 单层盘状线圈
6、副边接收整流电路
副边接收线圈感应产生与原边相同频率的交流电压,为了比较分析整流之后对电能传输的影响而设计了整流电路。

整流电路的滤波电容根据公式计算波纹0、05条件下算出约10uF 实验选用22uF 。

U
Acv f I C **289.0 其中:f 为整流电路的脉冲频率
Acv 为波纹系数
U 为整流电路最大输出电压
I 为整流电路最大输出电流
四、实验结果与分析
对于感应式无线电能传输,距离限制就是其最大的缺点,对于不同距离条件下电能传输结果记录如表1,在不同距离下使副边接收线圈获得12V 的电压的条件下(副边灯泡获得12V 交流电压有效值),原边所需要的电压以及电流值,小灯泡标识12V10W 但实际加12V 电压灯
泡电流为0、62A即实际功率为7、44W。

表1 副边未整流时电能传输数据
根据表格数据显示:在距离增加的条件下,副边获得额定电压原边所需电压先减少后增加,而电流在不断上升,原边所提供的功率也在上升。

整体效率也在下降。

表2 副边整流时电能传输数据
表二为副边接收端经过整流后,副边获得相同的12V电压时原边所需的电压电流值。

对比表一与表二可以瞧出在相同距离下经过整流之后的原边所需电流值几乎相同但所需电压却高于未整流时的电压,功率增加,效率也就相对降低。

对比两种情况下的副边电容波形,下图中左图为未整流时副边电容波形,右图为副边整流之后副边电容波形,整流之后传电的波形发生变化同时也影响传电的效率。

表三为1、5cm条件下原边施加不同电压值副边所拾取的电压值(未整流)。

可见副边拾取电压与原边电流并不成线性关系。

5 5、5 6、0 6、5 7、0 7、5 8、0 8、5 9、0 原边
U(V)
原边I
0、37 0、42 0、47 0、51 0、56 0、61 0、65 0、70 0、75
(A)
副边U
2、81
3、30 3、84
4、35 4、85
5、37 5、91
6、45
7、07 (V)
9、5 10、0 10、5 11、0 11、5 12、0 12、5 13、0
原边
U(V)
原边I
0、80 0、84 0、90 0、94 0、99 1、04 1、09 1、14
(A)
副边U
7、84 8、35 9、00 9、65 10、4 11、0 11、7 12、4
(V)
表3 1、5cm距离下原边不同电压副边拾取电压对比
原边补偿电容波形:
下图分别就是0、5cm、1、0cm、2、0cm、3、0cm条件下原边补偿电容波形,可见0、5cm距离下电容波形正弦度不高,在一定条件下随着距离增加补偿电容谐振电压不断升高,波形也不断接近正弦。

不同距离条件下电压升高主要有两个原因,原因一就是距离增加互感减少,根据折射阻抗公式其折射阻抗减少谐振电压上升。

原因二就是距离增加互感M值不断接近设计值,原边不断靠近谐振点,谐振电压也就随之上升。

副边整流滤波之后波形:
波形瞧出波动2、5小格至3小格之间即1V至1、2V的电压波动,输出12V,波纹系数约为0、1,按公式来算出波纹就是不到0、03,但实际为0、1。

理想值与实际值之间存在很大误差。

七、总结与体会
在设计原副边电感电容值时,由于有很多不确定因素,给设计增加了难度。

比如具体传电线圈距离未完全确定,经验公式算出的互感值可靠性不高,根据互感值算出原副边电感值,由于要用来传电其大小绕法所带来的结果也不尽相同,绕出的线圈也不一定能满足计算出的互感值,本次结果就就是这样,设计副边与原边电压比为1:2,但实际副边拾取的电压远高于计算值,也就就是说实际的互感值并不就是设计的互感值,同时也影响计算的原边电感电容值,即原边没有工作在谐振最高点。

须继续改进。