模拟CMOS集成电路设计(拉扎维)第十章稳定性与频率补偿

合集下载

模拟CMOS集成电路设计第1章模拟集成电路设计绪论

模拟集成电路设计绪论 Ch.1# 14
模拟设计困难的原因是什么？
E. 模拟电路许多效应的建模和仿真仍然存在问题，模拟设计需要设计者利用经验和直觉来分析仿真结果。 F. 现代集成电路制造的主流技术是为数字电路开发的，它不易被模拟电路设计所利用（如特征尺寸减小导致器件迁移率下降、沟道调制效应增大；电源电压的下降使以前的一些电路设计技术受到限制等），为了设计高性能的模拟电路，需不停开发新的电路和结构。
A. 模拟设计涉及到在速度、功耗、增益、精度、电源电压等多种因素间进行折衷，而数字电路只需在速度和功耗之间折衷。 B. 模拟电路对噪声、串扰和其它干扰比数字电路要敏感得多。 C. 器件的二级效应对模拟电路的影响比数字电路要严重得多。
模拟设计困难的原因是什么（1）？
D. 高性能模拟电路的设计很少能自动完成，而许多数字电路都是自动综合和布局的。
模拟集成电路设计绪论 Ch.1# 9
光接收机
转换为一个小电流高速电流处理器
激光二极管
光敏二极管
光纤系统
模拟集成电路设计绪论 Ch.1# 10
传感器
(a) 简单的加速度表
(b) 差动加速度表
汽车触发气囊的加速度检测原理图
模拟集成电路设计绪论 Ch.1# 11
为什么要学模拟CMOS集成电路设计？
组合二进制数据 DAC
传送端
多电平信号
ADC
接收端
确定所传送电平
模拟集成电路设计绪论 Ch.1# 7
磁盘驱动电子学的数据
模拟集成电路设计绪论 Ch.1# 8
无线接受机
无线接收天线接收到的信号(幅度只有几微伏)和噪声频谱
接收机放大低电平信号时必须具有极小噪声、工作在高频并能抑制大的有害成分。

【书】模拟CMOS集成电路设计毕查德.拉扎维著

【简介】模拟集成电路的设计与其说是一门技术，还不如说是一门艺术。

它比数字集成电路设计需要更严格的分析和更丰富的直觉。

严谨坚实的理论无疑是严格分析能力的基石，而设计者的实践经验无疑是诞生丰富直觉的源泉。

这也正足初学者对学习模拟集成电路设计感到困惑并难以驾驭的根本原因。

.美国加州大学洛杉机分校(UCLA)Razavi教授凭借着他在美国多所著名大学执教多年的丰富教学经验和在世界知名顶级公司(AT&T，Bell Lab，HP)卓著的研究经历为我们提供了这本优秀的教材。

本书自2000午出版以来得到了国内外读者的好评和青睐，被许多国际知名大学选为教科书。

同时，由于原著者在世界知名顶级公司的丰富研究经历，使本书也非常适合作为CMOS模拟集成电路设计或相关领域的研究人员和工程技术人员的参考书。

...本书介绍模拟CMOS集成电路的分析与设计。

从直观和严密的角度阐述了各种模拟电路的基本原理和概念，同时还阐述了在SOC中模拟电路设计遇到的新问题及电路技术的新发展。

本书由浅入深，理论与实际结合，提供了大量现代工业中的设计实例。

全书共18章。

前10章介绍各种基本模块和运放及其频率响应和噪声。

第11章至第13章介绍带隙基准、开关电容电路以及电路的非线性和失配的影响，第14、15章介绍振荡器和锁相环。

第16章至18章介绍MOS器件的高阶效应及其模型、CMOS制造工艺和混合信号电路的版图与封装。

模拟CMOS集成电路设计.part1.rar 模拟CMOS集成电路设计.part2.rar 模拟CMOS集成电路设计.part3.rar 模拟CMOS集成电路设计.part4.rar 模拟CMOS集成电路设计.part5.rar。

模拟cmos集成电路设计拉扎维MOS器件物理基础PPT课件

定义从D流向S为正 PMOS管电流驱动能力比NMOS管差 0.8 m nwell：p=250cm2/V-s, n=550cm2/Vs 0.5 m nwell：p=100cm2/V-s, n=350cm2/V-
第23页/共61页
跨导gm
VGS对IDS的控制能力 IDS对VGS变化的灵敏度
gm ID VGS VDS cons tant
• 直流关系式－I/V特性 • 交流关系式－小信号电路中的参数
第6页/共61页
MOS管简化模型
简化模型——开关由VG控制的一个开关
第7页/共61页
MOS管的结构
Bulk（body）
源漏在物理结构上是完全对称的，靠什么区分开？
提供载流子的端口为源，收集载流子的端口为漏
最重要的工作区域？
受VG控制的沟道区
• 小信号模型 • 信号相对于偏置工作点而言比较小、不会显著影响偏置工作点时用该模型简化计算 • 由gm、 gmb、rO等构成低频小信号模型，高频时还需加上 CGS等寄生电容、寄生电阻（接触孔电阻、导电层电阻等）
沟道电荷的产生
当VG大到一定程度时，表面势使电子从源流向沟道区 VTH定义为表面电子浓度等于衬底多子浓度时的VG
第12页/共61页
阈值电压
0 栅与衬底功函数差
COX
OX
TOX
常通过沟道注入把VTH0调节到合适值工艺确定后，VTH0就固定了，设计者无法改变
第13页/共61页
I/V特性－沟道随VDS的变化
第3页/共61页
掌握器件物理知识的必要性
• 数字电路设计师一般不需要进入器件内部，只把它当开关用即可 • AIC设计师必须进入器件内部，具备器件物理知识
• MOS管是AIC的基本元件 • MOS管的电特性与器件内部的物理机制密切相关，设计时需将两者结

模拟CMOS集成电路设计：稳定度与频率补偿

Y (s) H (s)
X 1 H (s)
如果 βH(s=jω1)=－1，增益將會趨近於無限大，而電路會放大自身所產生的雜訊直到其開始振盪為止。
巴克豪森條件：
H ( j1) 1 H ( j1) 180o
類比CMOS積體電路設計第十章穩定度與頻率補償
482
不穩定和穩定系統
不穩定系統和穩定系統迴路增益之波德圖。
單端輸出伸縮運算放大器之迴路增益波德圖。
類比CMOS積體電路設計第十章穩定度與頻率補償
501
移動主要極點
將主要極點往原點移動將會影響強度圖形而不會影響相位圖形中的重要部份。
1
exp(
j175o
)
1 0.9962 j0.0872
0.0038 j0.0872
Y X
(
j1)
1
1 0.0872
11.5
相位安全邊限定義為 PM 180o H ( 1)
類比CMOS積體電路設計第十章穩定度與頻率補償
493
例題 10.3
設計一雙極點系統使得 |βH (ωp2)|=1 且 |ωp1|<<|ωp2| (圖10.10)，其相位安全邊限為何? 答：
類比CMOS積體電路設計第十章穩定度與頻率補償
484
時域響應
系統的時域響應 vs. 極點位置，(a)強度大小增加造成之不穩定狀態；(b)固定強度振盪造成之不穩定狀態；(c)穩定狀態。
類比CMOS積體電路設計第十章穩定度與頻率補償
485
單極點前授放大器之回授系統
單極點系統之迴路增益波德圖。
類比CMOS積體電路設計第十章穩定度與頻率補償
491
相位安全邊限

CMOS模拟集成电路设计_ch10稳定性和频率补偿.

gm6
I6 (6 7 )
GB gm1 / Cc p2 gm6 / CL
z1 gm6 / Cc
60deg PM要求p2>2.2GB ，else>10GB
VinCM ,max VDD VGS3 VTHN
VOD
2ID
,

KW L
COX
W L
VinCM ,min VSS VOD5 VGS1 VSS VOD5 VOD1 VTHN1
CMOS模拟集成电路设计
稳定性和频率补偿
王永生 Harbin Institute of Technology Microelectronics Center
2019/8/9
提纲
提纲
1、概述 2、多极点系统 3、相位裕度 4、频率补偿 5、两级运放的补偿
HIT Microelectronics
王永生
2019/8/9
相位裕度
相位裕度对反馈系统稳定性的影响
当PM=45°时，
Y X
(
j1)

1.3

当PM=60°时，
Y X
( j1)

1

当PM=90°时，
Y X
(
j1)

0.7

HIT Microelectronics
11
王永生
2019/8/9
频率补偿
12
4、频率补偿
增大PM的方法
2
王永生
2019/8/9
概述
3
1、概述
反馈系统存在潜在不稳定性
H (s j1) 1
振荡条件（巴克豪森判据）

CMOS模拟集成电路设计拉扎维课件

.MODEL MOSP PMOS VTO=-0.7 KP=50U +LAMBDA=0.05 GAMMA=0.57 PHI=0.8
.endHIT Microelectronics
26
王永生
2009-1-16
27
Байду номын сангаас
小结
用简单的模型设计（design），用复杂的模型验证（verification）；
种类
1st 代：MOS1，MOS2，MOS3； 2nd代：BSIM，HSPICE level＝28，BSIM2 3rd代：BSIM3，MOS model9，EKV(Enz-Krummenacher-Vittoz)
目前工艺厂家最常提供的MOS SPICE模型为BSIM3v3 （UC Berkeley）
*model .MODEL MNMOS NMOS VTO=0.7 KP=110U +LAMBDA=0.04 GAMMA=0.4 PHI=0.7
.end
HIT Microelectronics
23
王永生
2009-1-16
MOS SPICE模型
例：采样spice进行DC分析
* DC analysis for AMP M1 2 1 0 0 MOSN w=5u l=1.0u M2 2 3 4 5 MOSP w=5u l=1.0u M3 3 3 4 4 MOSP w=5u l=1.0u R1 3 0 100K
.MODEL MOSP PMOS VTO=-0.7 KP=50U +LAMBDA=0.05 GAMMA=0.57 PHI=0.8
.endHIT Microelectronics
25
王永生
2009-1-16

模拟CMOS集成电路设计频率响应PPT课件

极点与结点的关联5?????????????????????????????mbmmsssbgspxgggg11rrcccc211ff????dddbgdpyrrcccc211ff??vvxinsyindaaas1src1srccscgs1csb1cdcdg1cdb1xinsm1mb111rrggyindrr关于放大器高频分析的说明本章我们研究放大器的高频特性所谓高频这里主要是指在比低频略高一些的频率这一频率相当与波特图中的第一转折频率即第一主极点频率该频率几乎反映了放大器的单位增益带宽因此密勒定理中的avf可以用低频增益av近似虽然由此得到的第二主极点频率可能与实际值因此相差较大一点第二主极点频率时avf与低频增益av相差较大但这并不影响我们对电路的定性理解至于精确定量分析当然只能借助计算机了
2 πC G S
1
CSBRS ||
gm
1 gmb
第13页/共66页
单级放大器的频率响应 Ch. 6 # 13
关于放大器高频分析的说明
本章我们研究放大器的高频特性，所谓“高频”，这里主要是指在比低频略高一些的频率，这一频率相当与波特图中的第一转折频率（即第一主极点频率，该频率几乎反映了放大器的单位增益带宽），因此密勒定理中的AV(f)可以用低频增益AV近似，虽然由此得到的第二主极点频率可能与实际值因此相差较大一点（第二主极点频率时AV(f)与低频增益AV相差较大），但这并不影响我们对电路的定性理解，至于精确定量分析，当然只能借助计算机了！
A(S) =
Z(S) P(S)
=
(1
A +
0(1±ωSZ1 S )(1 +
) S
)
ωP1
ωP2
•放大器极点越多且这些极点相互靠得较近时(也就是这些极点的数值大小差不多)，放大器的带宽越窄。

拉扎维模拟CMOS集成电路设计

Introduction to Analog Design
Why analog? (8)
Since the electrical current converted by a photodiode is very small, the receiver after the photodiode must process a low-level signal at a very high speed, which requires a low noise, broadband circuit design.
Natural signals are analog, while many signals we used are digital So we need ADC to convert an analog signal to digital signal and then use DSP to process the digital signal.
Introduction to Analog Design
Why analog? (5) 3. Disk Drive Electronics
The signal received from the magnetic head is really weak and the noise is quite high. Just like Fig. 1.1b, there needs amplification, filtering and ADC for further processing.
Fig. 1.5 Signal and interferers received by the antenna of a wireless receiver.

1、下载文档前请自行甄别文档内容的完整性，平台不提供额外的编辑、内容补充、找答案等附加服务。
2、"仅部分预览"的文档,不可在线预览部分如存在完整性等问题,可反馈申请退款(可完整预览的文档不适用该条件!)。
3、如文档侵犯您的权益，请联系客服反馈,我们会尽快为您处理(人工客服工作时间：9:00-18:30)。

tan1 f(u ) f p2
tan1 G(BW ) f p2
Stability Ch. 10 # 27
西电微电子：模拟集成电路设计
补偿的例子
问：假设低频增益AV 0 = 5000V / V , f p1 = 2MHz, f p 2 = 25MHz, f p 3 = 50MHz 要求PM = 70°，应该将f p' 1的值减小到多少？答： PM = 70°，修改后的单位增益带宽f p1 fu' f p 2 所以fu' AV 0 f p' 1
Stability Ch. 10 # 24
西电微电子：模拟集成电路设计
GBW与fp2的关系
环路：H ( j
)
= (1
+
)
p1
p2
若 p 2 >> >> p1
则H ( j ) = A0 j
A0 p1
j
p1
近似：在（
p1，
p 2）区间内， H ( j
A0 )
p1
为保证PM > 45，GX p 2，位于（ p1， p 2）区间内
所以GX A0 p1补偿的方法：减小 p1，使GX A0 p1 p 2
最坏情况，＝1,因此GBW = A0 f p1 f p 2
Stability Ch. 10 # 25
西电微电子：模拟集成电路设计
极点位置与相位裕度（1）
设单位增益频率fu 极点分别是f p1、f p 2、 f pn
则PM = 180° tan 1f(u ) tan 1 (f u ) tan 1f( u )
f p1
f p2
f pn
补偿后，fu >> f p1，所以 tan 1 ( fu ) 90° f p1
PM 90° tan1 (fu ) f p2
若f p 3、 f pn均远大于fu
tan ( )1 fu f pn
则PM 90° tan1 (fu ) f p2
Stability Ch. 10 # 26
Stability Ch. 10 # 11
西电微电子：模拟集成电路设计
三极点系统
稳定性：取决于增益交点GX与相位交点PX的相对位置 GX PX：稳定 p2 PX p3 若GX p2，则可保证稳定
Stability Ch. 10 # 12
本讲内容
西电微电子：模拟集成电路设计
• 稳定性概述 • 多极点系统 • 相位裕度 • 频率补偿 • 两级运放的补偿 • 其它补偿技术
Stability Ch. 10 # 30
本讲内容
西电微电子：模拟集成电路设计
• 稳定性概述 • 多极点系统 • 相位裕度 • 频率补偿 • 两级运放的补偿 • 其它补偿技术
Stability Ch. 10 # 31
西电微电子：模拟集成电路设计
两级运放的Miller补偿
Miller Effect Ceq = CE + (1 + Av 2 )CC
西电微电子：模拟集成电路设计
第十章稳定性与频率补偿
董刚
Email: gdong@ 2007年9月
Stability Ch. 10 # 1
本讲内容
西电微电子：模拟集成电路设计
• 稳定性概述 • 多极点系统 • 相位裕度 • 频率补偿 • 两级运放的补偿 • 其它补偿技术
若 p 2 >> p1
则 p1
1
1
(当g m9 RL >> 1)
RS CE + RS CC + RL CL + RL CC + g m9 RL RS CC g m9 RL RS CC
p2
1
g C m9 C
(当g m 9 RL >> 1)
RL RS (CE CL + CE CC + CC CL ) p1 (CE CL + CE CC + CC CL )
f pE =
1
1
2Rout [CE + (1 + Av 2 )CC ] 2Av 2 Rout CC
f pE为第一个极点
Stability Ch. 10 # 32
西电微电子：模拟集成电路设计
Miller补偿的推导（1）
为描述简便，下面推导中CC已包含CGD 9
Vin V1 = sCEV1 + sCC (V1 Vout )
( ) 极点：S p = j p + p , 系统响应中包括 exp ( j p + p )t 项
（a）右半平面：幅值增大的振荡（b）Y轴：等幅振荡（c）左半平面：稳定状态
Stability Ch. 10 # 5
西电微电子：模拟集成电路设计
单极点系统的稳定性
设H (s) = A0 1+ s
0
Stability Ch. 10 # 19
西电微电子：模拟集成电路设计
极点的位置
节点A：寄生电容最大
节点N：寄生电容较大（PMOS）
节点Y：寄生电容较小（NMOS）通常C A >> CN、C X
g
m 5
g m
7
、g
m
3
C A CN C X
主极点： 1 Rout CL
非主极点：g m 5 CA
其余高频极点忽略
X (s) 对于H (s)： = p 2处，相位等于 -135o ，而后逐渐趋近 -180o （但总大于 -180o）
Stability Ch. 10 # 9
西电微电子：模拟集成电路设计
二极点系统：开环VS闭环（1）
开环：H (s) =
A0
(1 + s )(1 + s )
p1
p2
式中 p1、 p 2均大于0
西电微电子：模拟集成电路设计
不稳定系统VS稳定系统
(a)不稳定：相位 = 180o，增益 > 1；增益 = 1，相位 180o (b)稳定：相位 = 180o，增益 1；增益 = 1，相位 > 180o
Stability Ch. 10 # 4
西电微电子：模拟集成电路设计
复平面中的极点位置与稳定性
Stability Ch. 10 # 13
相位裕度
西电微电子：模拟集成电路设计
相位裕度 : PM = 180o + H ( = GX )
Stability Ch. 10 # 14
西电微电子：模拟集成电路设计
相位裕度（GX=ωp2）
-180
Phase Margin, m = 45°
Stability Ch. 10 # 15
s1, 2 = 2
( p1 + p 2 ) ± ( p1 p 2 ) 2 4A0 p1 p 2
= 2
Stability Ch. 10 # 10
西电微电子：模拟集成电路设计
二极点系统：开环VS闭环（2）
( p1 + p 2 ) ± ( p1 p 2 ) 2 s1, 2 =
2 = 0,闭环极点为 p1、 p 2 ;
70° 90 ta1n (fu' ) tan 1( fu' )
f p2
f p3
fu' 6MHz f p' 1 fu' 1.2KHz
AV 0
Stability Ch. 10 # 28
西电微电子：模拟集成电路设计
单端输出vs全差分输出
单端输出：存在镜像极点，极点频率较低双端输出：极点频率很高
A0
则 Y (s) = 1 + A0
X (s) 1 + s
(1 + A0 ) 0
为分析其稳定性：
画出环路增益H (s)的幅频与相频图（波特图形式）
Stability Ch. 10 # 6
西电微电子：模拟集成电路设计
单极点系统的波特图
通过环路增益H ( )分析反馈系统的稳定性
单极点系统无条件稳定
Stability Ch. 10 # 7
Stability Ch. 10 # 33
西电微电子：模拟集成电路设计
Miller补偿的推导（2）
g m9 RL (1 sCC )
Vout =
g m9
Vin 1 + s( RS CE + RS CC + RL CL + RLCC + g m9 RL RS CC ) + s 2 RL RS (CE CL + CE CC + CC CL )
RL = (1 + sRS CE + sRS CC )
Vout
sCC g m9
sRS CC
g m 9 RL (1 Cs C )
Vout =
g m9
Vin 1 + s( RS CE + RS CC + RL CL + RLCC + g m9 RL RS CC ) + s 2 RL RS (CE CL + CE CC + CC CL )
Stability Ch. 10 # 29
西电微电子：模拟集成电路设计
共源共栅电流源的阻抗
(1+ gm 5 ro5 ) ro7
1
Zout
|| 1 sCL
= (1+ gm 5 ro5 )
1+ sro7CN sCL ro7 + 1
1+ sro7CN sCL
=
(1+ gm 5 ro5 )ro7
1+ s[(1+ gm 5 ro5 )ro7 CL + ro7CN ]